專利名稱：準互補電壓開關型d類功放同時導通的保護方法及電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及功率放大電路保護技術領域，特別涉及一種準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護方法及電路。
背景技術：
由于在對準互補電壓開關型D類功率放大器電路進行定量的理論分析時總是以兩個場效應管的開關時間為零作為前提條件的，而實際的準互補電壓型D類功率放大器電路中的場效應管開關時間是不可能瞬時的，其必然需要一定的時間來完成。由于兩個場效應管開關需要一定的時間，這就存在某一時刻兩個場效應管同時導通的可能，而且這種可能性的存在會隨著兩場效應管開關頻率的增加而增加。兩個場效應管同時導通對場效應管與直流饋電電源的損壞是致命的，而且兩管同時導通的概率隨著工作頻率的提高而增大這就極大的限制了準互補電壓型D類功率放大器在高頻(> IMHz)高功率方面的應用。

發明內容
本發明所要解決的技術問題是提供一種準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護方法及電路，能有效的抑制兩場效應管同時導通時所帶來的瞬間大電流給場效應管與直流電源所帶來的損害。為解決上述技術問題，本發明提供了一種準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護方法，在所述準互補電壓開關型D類功放的場效應管的直流供電端串接一扼流線圈。進一步地，所述的D類功放在2MHz的頻率下工作。進一步地,所述扼流線圈的感抗大于等于1000歐。進一步地，所述扼流線圈的磁芯采用鐵氧體。進一步地，所述扼流線圈的線匝數為30匝。本發明另提供一種準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護電路，包括該準互補電壓開關型D功放的直流電源、一扼流線圈、第一場效應管以及第二場效應管；所述的扼流線圈的一端與所述的直流電源連接，另一端與所述第一場效應管的漏極連接；所述第一場效應管的源極與第二場效應管的漏極連接。進一步地，所述的D類功放在2MHz的頻率下工作。進一步地,所述扼流線圈的感抗大于等于1000歐。進一步地，所述扼流線圈的磁芯采用鐵氧體。進一步地，所述扼流線圈的線匝數為30匝。本發明提供的準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護方法及電路不僅可以有效的抑制兩場效應管同時導通時所帶來的瞬間大電流給場效應管與直流電源所帶來的損害，而且在直流電源與兩個場效應管之間串進適當的感抗可以有效的防止來自于兩個場效應管2MHz的干擾信號對直流電源的影響。本發明不需要對現有的電路進行很大改動，成 本低，能有效延長準互補電壓開關型D類功率放大電路的使用壽命。


圖1為本發明實施例提供的帶扼流圈保護的準互補電壓開關型D類功率放大器拓撲結構。圖2是圖1電路中Ql導通Q2截止的等效電路圖。圖3是圖1電路中Ql截止Q2導通的等效電路圖。圖4是圖1電路中Q1、Q2同時導通的等效電路圖。圖5是圖1理想狀態下A點的電壓波形圖。圖6是圖1理想狀態下il電流波形圖。圖7是圖1理想狀態下i2電流波形圖。圖8是圖1理想狀態下輸出電流IL波形圖。圖9是圖1理想狀態下輸出電壓波型圖。圖10是圖1兩場效應管存在開關時間電路波形圖(圖中G為場效應管飽和導通導納)。
具體實施例方式下面結合附圖及實施例對本發明做進一步說明。本發明實施例提供的一種準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護方法，在所述準互補電壓開關型D類功放的場效應管的直流供電端串接一扼流線圈。本實施例中，采用的場效應管的開關時間(5ns)與場效應管的開關周期(500ns)相差不是很大時，同時考慮到場效應管的封裝所引入的輸入電容與輸出電容的影響、功率放大器的外圍負載網絡失諧以及負載Q值的影響等因素，準互補電壓型D類功率放大器中的兩個功率放大器在2MHz的開關頻率條件下極有可能在某一時刻存在同時導通的情況(這種情況發生的概率將會隨著開關頻率的升高而不斷增加)，在這種情況下由于場效應管的導通電阻很小(0.41歐)，通過兩個場效應管的電流巨大，將會導致兩個場效應管的損壞。因此，如圖1所示，本發明通過在直流電源與兩個場效應管之間串接一扼流線圈，以克服上述問題。請繼續參照圖1，圖1為本發明實施例提供的帶扼流圈保護的準互補電壓開關型D類功率放大器拓撲結構。由圖1可知，本發明的準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護電路，包括該準互補電壓開關型D功放的直流電源VCC、第一場效應管Ql以及第二場效應管Q2 ;此外，其還包括一扼流線圈RFC ;所述的扼流線圈RFC的一端與所述的直流電源VCC連接，另一端與所述第一場效應管Ql的漏極連接；所述第一場效應管Ql的源極與第二場效應管Q2的漏極連接。具體的，為了讓一般技術人員更好的理解本發明，下面結合等效電路及相應的波形圖分析準互補電壓開關型D類功率放大器在2MHz的工作頻率下的工作過程與存在同時導通的情況。當Ql導通Q2截止時，此時準互補電壓型D類功率放大器結構可以等效為如圖2所示的電路，A點電壓應為電源電壓VCC減去Ql管的飽和壓降VCES (如圖5所示)。當Ql截止，Q2導通時，其等效電路圖如圖3所示，A點的電壓應為Q2的飽和壓降VCES，由此可見，在激勵電壓的作用下，A點的電壓應為一矩形電壓，所以稱之為電壓型D類功率放大器。與此同時，由于輸出(L0，C0，RL)回路的選頻濾波作用，輸出電流IL為一余弦電流如圖8所示，其頻率為激勵信號的基頻2MHz。顯而易見，場效應管漏極電流il與i2應該是余弦脈沖如圖6與圖7所示。在等效負載電阻RL上就可以得到頻率為f的余弦波電壓如圖9所不，完成了放大功能。同時由于兩管高頻電流在等效負載電阻RL上的流向相反，偶次諧波相互抵消，輸出的最低諧波是三次，所以，負載上的波形較好。在2MHz高頻情況下，會存在兩個場效應功率放大器同時導通的情況如圖4所示。同時由圖10可以看出由于兩個場效應管存在導通與截止時間，理論上來說在D類功率放大器開關的每個周期內都會存在兩功率放大器同時導通的時刻，也就是說隨著D類功率放大器工作頻率的升高這種導通的可能性就越高。而且在兩個功率放大器同時導通的時刻，流過兩個功率放大器的電流與開關時間無關，只與功率放大器的導通電阻(本實施例功率放大器導通內阻0.41歐)有關。利用相關公式可以算出:當D類功率放大器工作在2MHz，輸出功率為3000W，且兩功率放大器同時導通時，瞬間的電流可達243A，如此大的電流對功率放大器的損壞是致命的。因此對在如此高頻與高功率工作下的兩個場效應管串聯扼流圈進行保護是必須的。值得一提的是，對于所串聯的扼流圈電感值的計算，經過多次實驗驗證發現在2MHz的頻率下只要保證其感抗大于等于1000歐(即扼流圈的電感量為80微亨)時，對兩功率放大器同時導通所產生的243A脈沖電流有較好的抑制作用，同時也可以較好的抑制來自于兩個場效應管2MHz的干擾信號對直流電源所帶來的影響。為了減小所串聯的電感在2MHz的高頻下所帶來的線匝之間的寄生電容對整個電路的不良影響。本實施例采用鐵氧體作為電感的磁芯，其線圈匝數為30匝，這樣可以減少電感線圈的匝數進而減少寄生電容對電路的影響又可以保證在2MHz時電感可以產生所需的感抗。最后所應說明的是，以上具體實施方式
僅用以說明本發明的技術方案而非限制，盡管參照實例對本發明進行了詳細說明，本領域的普通技術人員應當理解，可以對本發明的技術方案進行修改或者等同替換，而不脫離本發明技術方案的精神和范圍，其均應涵蓋在本發明的權利要求范圍當中。
權利要求
1.一種準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護方法，其特征在于:在所述準互補電壓開關型D類功放的場效應管的直流供電端串接一扼流線圈。
2.根據權利要求1所述的準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護方法，其特征在于:所述的D類功放在2MHz的頻率下工作。
3.根據權利要求2所述的準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護方法，其特征在于:所述扼流線圈的感抗大于等于1000歐。
4.根據權利要求1、2或3所述的準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護方法，其特征在于:所述扼流線圈的磁芯采用鐵氧體。
5.根據權利要求4所述的準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護方法，其特征在于:所述扼流線圈的線匝數為30匝。
6.一種準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護電路，包括該準互補電壓開關型D功放的直流電源、第一場效應管以及第二場效應管，其特征在于:還包括一扼流線圈；所述的扼流線圈的一端與所述的直流電源連接，另一端與所述第一場效應管的漏極連接；所述第一場效應管的源極與第二場效應管的漏極連接。
7.根據權利要求6所述的準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護電路，其特征在于:所述的D類功放在2MHz的頻率下工作。
8.根據權利要求7所述的準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護電路，其特征在于:所述扼流線圈的感抗大于等于1000歐。
9.根據權利要求6、7或8所述的準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護電路，其特征在于:所述扼流線圈的磁芯采用鐵氧體。
10.根據權利要求9所述的準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護電路，其特征在于:所述扼流線圈的線匝數為30匝。
全文摘要
本發明涉及一種準互補電壓開關型D類功放同時導通的保護方法及電路，在所述準互補電壓開關型D類功放的場效應管的直流供電端串接一扼流線圈，本發明一方面可以有效的抑制兩場效應管同時導通時所帶來的瞬間大電流給場效應管與直流電源所帶來的損害，另一方面在直流電源與兩個場效應管之間串進適當的感抗可以有效的防止來自于兩個場效應管2MHz的干擾信號對直流電源的影響。
文檔編號H03F1/52GK103107781SQ201110361309
公開日2013年5月15日 申請日期2011年11月15日 優先權日2011年11月15日
發明者秦威, 李勇滔, 李英杰, 趙章琰, 夏洋 申請人:中國科學院微電子研究所