本申請涉及一種射頻功率放大器。

背景技術：

射頻功率放大器(RF power amplifier)是一種電子放大器，用來將較低功率的射頻信號轉換為較高功率。射頻功率放大器的典型應用是用來驅動發射機(transmitter)中的天線，即將已調制射頻信號放大到所需功率值后送天線發射。射頻功率放大器的設計指標通常包括增益(gain)、輸出功率、帶寬、效率(efficiency)、線性度(linearity)、輸入及輸出阻抗匹配(impedance matching)、發熱量等。

射頻功率放大器的效率是指其將電源的直流功率轉換為射頻信號輸出功率的能力。未轉換為射頻信號輸出功率的電源功率就變為熱量散發出來，因此低效率的射頻功率放大器就具有較高的發熱量。

射頻功率放大器的線性度是指其輸出功率與輸入功率之間的線性關系。理想情況下，射頻功率放大器僅提高輸入信號的功率而不改變信號的內容，這要求射頻功率放大器在其工作頻段內保持相同增益。然而大多數功率放大元件的增益都隨著頻率升高而降低，因此無法達到理想的線性度。采用復雜調制方式的射頻信號對于射頻功率放大器的線性度要求更高。

現代的射頻功率放大器可以采用砷化鎵(GaAs)HBT(heterojunction bipolar transistor，異質結雙極晶體管)、LDMOS(laterally diffused metal oxide semiconductor，橫向擴散金屬氧化物半導體)、CMOS(complementary metal-oxide-semiconductor，互補式金屬氧化物半導體)等作為功率放大元件。其中采用CMOS器件實現的射頻功率放大器具有兼容性好、集成度高、成本低的優點，也存在線性度低、耐壓值低的缺點。因此如何采用CMOS器件來實現高功率、高效率與高線性度的射頻功率放大器就成為一個值得研發的課題，研發難點主要在于以下幾個方面。

其一，MOS管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，金屬氧化物半導體場效應晶體管)是一種非線性器件。采用MOS管來實現射頻功率放大器，其最大線性輸出功率(maximum linear output power)較小。

請參閱圖1，這是單MOS管功率放大器的增益-輸出功率曲線示意圖。當單MOS管功率放大器工作在A類模式時，靜態偏置電流大，隨輸出功率增大增益先大致保持穩定而后減小，如曲線A所示。曲線A的前段增益大致穩定，稱為小信號增益(small-signal gain)。曲線A的后段增益隨輸出功率增大而減小，即發生了增益壓縮(gain compression)。當單MOS管功率放大器工作在AB類模式時，靜態偏置電流小，其增益與輸出功率的關系可能如曲線A，也可以如曲線B。曲線B是隨輸出功率增大增益先大致保持穩定而后增大再后減小。曲線B的前段增益大致穩定，稱為小信號增益。曲線B的中段增益隨輸出功率增大而增大，即發生了增益擴展(gain expansion)。曲線B的后段增益隨輸出功率增大而減小，即發生了增益壓縮。無論工作模式如何，在接近飽和輸出功率時總會出現增益壓縮，這限制了MOS管的最大線性輸出功率。

其二，單MOS管功率放大器具有線性度低、效率低、最大線性輸出功率小等缺點。為了彌補這些缺點，采用MOS管構成的射頻功率放大器通常采用共源共柵(cascode，也稱共射共基)結構，如圖2所示，共分為兩級。第一級MOS管采用共源極(common source)接法，即柵極作為信號輸入端，漏極作為信號輸入端。第二級MOS管采用共柵極(common gate)接法，即源極作為信號輸入端，漏極作為信號輸出端。第一級MOS管的漏極連接第二級MOS管的源極。這種共源共柵結構的射頻功率放大器可以提高工作電壓進而提高輸出功率，提供輸入和輸出之間的隔離，但是效率仍然比較低，線性度也比較差。

2010年8月出版的IEEE Microwave Magazine雜志第11卷(Volume)第5期(issue)有一篇文章《The Linearity-Efficiency Compromise》，作者是Pedro M.Lavrador等。這篇文章對射頻功率放大器難以同時取得高效率與高線性度的目標進行了分析，并對現有的線性化技術進行了介紹與分析。

申請公布號為CN103124162A、申請公布日為2013年5月29日的中國發明專利申請《一種高線性高效率射頻功率放大器》公開了一種射頻功率放大器。這份文獻是通過兩個NMOSFET堆疊的共源共柵結構來提高晶體管的抗擊穿能力，從而提高射頻功率放大器的輸出功率。這份文獻還通過AB類或B類功率放大電路與A類功率放大電路并聯，前者具有較高的效率并產生增益擴展，后者產生增益壓縮，通過前者的增益擴展與后者的增益壓縮相抵消，從而實現了射頻功率放大器的高線性度與高效率。然而，AB類或B類功率放大電路產生增益擴展的原理與A類功率放大電路產生增益壓縮的原理并不同，難以實現精確地抵消，而且補償效果受PVT(process，voltage，temperature，工藝、電壓、溫度)的影響較大。整個射頻功率放大器由于包含了A類功率放大電路，實際效率也不會很高。

申請公布號為CN104333335A、申請公布日為2015年2月4日的中國發明專利申請《自適應雙極型晶體管功率放大器線性偏置電路》公開了一種射頻功率放大器的偏置電路，采用雙極晶體管實現。這份文獻是通過偏置電路來改善射頻功率放大器在較大輸入功率時的線性化。然而，雙極晶體管采用的是電流偏置方式，而且輸入端表現出二極管的伏安特性。當輸入信號增大時，需要增大雙極晶體管的偏置電流。因此，偏置電路要具有很低的輸出阻抗，提供驅動雙極晶體管的基極偏置電流。偏置電路所說的調節線性度，主要是避免過早出現明顯的增益壓縮，實際上對非線性失真的調節能力較弱。射頻功率放大器的線性度主要取決于雙極晶體管本身的線性度。如果改用MOS管，MOS管采用的是電壓偏置方式，并不需要靜態的偏置電流，偏置電路的借鑒意義不大。

技術實現要素：

本申請所要解決的技術問題是提供一種射頻功率放大器，采用CMOS器件實現，并具有高功率、高效率與高線性度的特點。

為解決上述技術問題，本申請提供了一種自適應補償的射頻功率放大器，包括轉換電路、驅動級電路和功率級電路。

所述轉換電路將一路射頻輸入信號轉換為至少兩路同相的輸入信號并送往驅動級電路。

所述驅動級電路包括PMOSFET一、NMOSFET一和反饋電路。PMOSFET一的漏極和NMOSFET一的漏極相連并作為所述驅動級電路的輸出端，同時向功率級電路和反饋電路輸出中間信號。輸入信號一送往PMOSFET一的柵極，為PMOSFET一提供直流偏置和交流輸入，使PMOSFET一偏置在AB類并且在1dB壓縮點之前的增益在±3dB的范圍內變動。輸入信號二送往NMOSFET一的柵極，輸入信號二疊加反饋信號為NMOSFET一提供動態偏置和交流輸入，使NMOSFET一偏置在AB類并且具有增益擴展。反饋電路位于NMOSFET一的漏極與柵極之間，將該中間信號中的交流高頻分量濾除，僅保留直流分量和交流低頻分量得到反饋信號，送往NMOSFET一的柵極。由圖1可知，偏置在AB類的MOS管的增益-輸出功率曲線可以在曲線A至曲線B之間變動。PMOSFET一的偏置狀態滿足在1dB壓縮點之前增益變動范圍為小信號增益±3dB。符合這種偏置狀態的PMOSFET一有兩種可能：一種是不具有增益擴展，另一種是具有增益擴展但增益擴展始終小于或等于小信號增益+3dB。PMOSFET二的偏置狀態滿足具有增益擴展，也就是導通角更接近180°。所述功率級電路包括NMOSFET二。該中間信號送往NMOSFET二的柵極，為NMOSFET二提供動態偏置和交流輸入，使NMOSFET二偏置在AB類并且具有增益擴展。NMOSFET二的漏極作為所述功率級電路的輸出端，對外輸出射頻輸出信號。

或者，任意NMOSFET改為N溝道JFET(junction gate fieldeffect transistor，結型場效應管)、N溝道MESFET(metal semiconductor field effect transistor，金屬半導體場效應管)、N溝道HEMT(high electron mobility transistor，高電子遷移率晶體管)、NPN型雙極晶體管中的一種或多種，任意PMOSFET改為P溝道JFET、P溝道MESFET、P溝道HEMT、PNP型雙極晶體管中的一種或多種；場效應管的柵極、源極、漏極分別改為雙極晶體管的基極、發射極、集電極。

本申請取得的技術效果是同時實現了射頻功率放大器的高線性度、高效率和高功率三個目標。驅動級電路的輸出信號能夠反映整個射頻功率放大器的輸入功率信息，不需要增加額外的功率檢測電路或從外界輸入實時功率信號，不引入額外的功耗。驅動級電路中采用負反饋方式補償電路失真，失真越大，補償越大。反饋電路直接采樣驅動級電路的輸出信號的直流分量和交流低頻分量，并反饋給驅動級電路的n型器件作為偏置電壓。該反饋環路只包含單管放大器，環路結構簡單，響應速度快，穩定性好。如果存在PVT變化，則PVT變化會同時影響失真和補償的大小，因此本申請受工藝偏差的影響較小。

與CN103124162A、CN104333335A等現有方案相比，本申請通過反饋的方式補償器件的非線性，可以自適應調節補償量，補償精度高，受PVT影響較小，接近飽和時的偏置調節可以明顯提高1dB增益壓縮點，調高最大線性功率和線性效率。

附圖說明

圖1是單MOS管功率放大器的增益-輸出功率曲線示意圖。

圖2是共源共柵結構的射頻功率放大器的結構示意圖。

圖3是本申請提供的射頻功率放大器的實施例一的結構示意圖。

圖4是本申請提供的射頻功率放大器的實施例一在未接近飽和時的工作原理示意圖。

圖5是本申請提供的射頻功率放大器的實施例一的中間信號直流分量-輸出功率曲線示意圖。

圖6是本申請提供的射頻功率放大器的實施例一的增益-輸出功率曲線示意圖。

圖7是本申請提供的射頻功率放大器的實施例一在接近飽和時的工作原理示意圖。

圖8是本申請提供的射頻功率放大器的實施例一在不同的輸出功率下驅動級電路的輸出信號的波形示意圖。

圖9是本申請提供的射頻功率放大器的實施例二的結構示意圖。

圖10是本申請提供的射頻功率放大器的實施例三的結構示意圖。

圖11是本申請提供的射頻功率放大器的實施例四的結構示意圖。

圖12是本申請提供的射頻功率放大器的實施例五的結構示意圖。

圖中附圖標記說明：V+為正電源；V-為負電源；Vin為輸入電壓；Vout為輸出電壓；Rd為負載電阻；VDD1為驅動級電路的工作電壓；VDD2為功率級電路的工作電壓；RFin為射頻輸入信號；in1、in2……為輸入信號；mid為中間信號(驅動級電路的輸出信號)；fb為反饋信號(反饋電路的輸出信號)；RFout為射頻輸出信號；MN1、MN2……為NMOS晶體管；MP1為PMOS晶體管。*_n和*_p表示差分結構或差分信號。

具體實施方式

請參閱圖3，這是本申請提供的射頻功率放大器的實施例一。所述射頻功率放大器包括轉換電路、驅動級電路和功率級電路。

所述轉換電路用來將一路射頻輸入信號RFin轉換為兩路同相的輸入信號in1和in2并送往驅動級電路。輸入信號一in1是具有直流偏置電壓的射頻信號，可由射頻輸入信號RFin經過一定的幅度變換和/或相位偏移后疊加一定的直流分量而來。輸入信號二in2也是射頻信號，可以具有或不具有直流偏置電壓，可由射頻輸入信號RFin經過一定的幅度變換和/或相位偏移后可選地疊加一定的直流分量而來。這兩路輸入信號in1和in2的直流分量大小和交流分量幅度可以相同也可以不同，但交流分量具有大致相同的相位。

所述驅動級電路包括一個p型器件、一個n型器件和一個反饋電路。所述p型器件可以是PMOSFET、P溝道JFET、P溝道MESFET、P溝道HEMT等場效應管，或者是PNP型雙極晶體管等，圖3中以PMOSFET一MP1為例。所述n型器件可以是NMOSFET、N溝道JFET、N溝道MESFET、N溝道HEMT等場效應管，或者是NPN型雙極晶體管等，圖3中以NMOSFET一MN1為例。PMOSFET一MP1和NMOSFET一MN1的漏極相連，PMOSFET一MP1的柵極接收轉換電路送來的輸入信號一in1，NMOSFET一MN1的柵極接收轉換電路送來的輸入信號二in2，PMOSFET一MP1的源極連PMOSFET接工作電壓一VDD1，NMOSFET一MN1的源極接地。反饋電路位于NMOSFET一MN1的漏極與柵極之間。輸入信號一in1的直流分量為PMOSFET一MP1提供柵極偏置電壓，使PMOSFET一MP1偏置在AB類并且在1dB壓縮點之前的增益在±3dB的范圍內變動。輸入信號一in1的交流分量作為PMOSFET一MP1的交流輸入信號。輸入信號二in2的直流分量疊加反饋信號fb的直流分量和交流低頻分量后為NMOSFET一MN1提供動態變化的偏置電壓，使NMOSFET一MN1偏置在AB類并且具有增益擴展。輸入信號二in2的交流分量疊加反饋信號fb的可能存在的殘余交流高頻分量后作為NMOSFET一MN1的交流輸入信號。NMOSFET一MN1的漏極是所述驅動級電路的輸出端，同時向功率級電路和反饋電路輸出中間信號mid。中間信號mid也是具有直流偏置電壓的射頻信號，中間信號mid的直流分量是跟隨輸入信號一in1的直流分量和輸入信號二in2的直流分量的變化而變化的，中間信號mid的交流低頻分量是跟隨輸入信號一in1的交流分量和輸入信號二in2的交流分量的變化而變化的，即中間信號mid的直流分量與交流低頻分量是跟隨輸入功率的變化而變化的，從而具備了自適應補償的能力。所述反饋電路將該中間信號mid中的交流高頻分量濾除，僅保留直流分量和交流低頻分量得到反饋信號fb，送往NMOSFET一MN1的柵極。顯然，反饋信號fb的直流分量與中間信號mid的直流分量一致，反饋信號fb的交流低頻分量與中間信號mid的交流低頻分量一致。射頻功率放大器所處理的射頻信號通常是由較低頻率的信息信號(message signal)調制到較高頻率的載波信號(carrier signal)上形成的。所述交流高頻分量是指載波信號的頻率附近以及更高頻率的信號分量，交流低頻分量是指信息信號的頻率附近以及更低頻率的信號分量。

所述功率級電路包括一個n型器件，圖3中以NMOSFET二MN2為例。NMOSFET二MN2的柵極接收驅動級電路送來的中間信號mid，其漏極作為所述功率級電路的輸出端對外輸出射頻輸出信號RFout，其源極接地。中間信號mid的直流分量和交流低頻分量為NMOSFET二MN2提供動態變化的偏置電壓，使NMOSFET二MN2偏置在AB類并且具有增益擴展。中間信號mid的交流高頻分量作為NMOSFET二MN2的交流輸入信號。NMOSFET二MN2的漏極還例如通過負載連接工作電壓二VDD2，在負載中也可包含阻抗匹配/變換電路。

優選地，在驅動級電路之前還具有輸入匹配電路用來對射頻輸入信號RFin進行阻抗變換匹配，在驅動級電路和功率級電路之間還具有級間匹配電路用來對中間信號mid進行阻抗變換匹配，在功率級電路之后還具有輸出匹配電路用來對射頻輸出信號RFout進行阻抗變換匹配?？蛇x地，輸入匹配電路和轉換電路可以集成為一個電路單元。

可選地，當p型器件、n型器件改用雙極晶體管時，MOS管的柵極、源極、漏極分別改為雙極晶體管的基極、發射極、集電極。這對本申請的各個實施例均適用。

優選地，兩路輸入信號in1和in2的交流分量均與射頻輸入信號RFin一致。

優選地，輸入信號二in2僅具有交流分量，不具有直流分量。此時NMOSFET一MN1和NMOSFET二MN2具有相同的偏置電壓——中間信號mid中的直流分量和交流低頻分量。

所述驅動級電路還到了實時檢測輸入功率信息的作用，驅動級電路的輸出信號用來動態調節自身和功率級電路中的n型器件的偏置狀態，沒有增加額外的功率信息檢測電路，功率檢測和線性度補償精準，而且驅動級電路本身具有較大的工作電流，具有較強的驅動能力。

所述反饋電路的最簡單實現方式就是一個電阻，其他實現方式包括電阻與電感串聯、電阻與電容組成的RC低通濾波器、電感與電阻與電容組成的LRC低通濾波器等。凡是能將具有直流偏置的交流信號中的交流高頻分量濾除掉，僅保留直流分量和交流低頻分量的電路，均可用作本申請所述的反饋電路。優選地，反饋電路采用差分電感、差分變壓器等差分結構，這可以使交流高頻信號相互抵消，濾除共模交流高頻信號。這種差分結構的反饋電路對交流高頻信號抑制效果好，反饋通路延遲小，適用于寬帶信號的射頻功率放大器。

圖3所示的射頻功率放大器的實施例一中，驅動級電路中的n型器件和功率級電路中的n型器件都偏置在AB類并且具有增益擴展，這是為了實現較低的靜態偏置電壓與較小的靜態偏置電流，從而提高小信號模型下的效率。在小信號模型下，電路功耗主要是直流偏置功耗，因此偏置電壓越低，偏置電流越小，射頻功率放大器的效率越高。當輸出功率越大時，直流偏置功耗占比就越小，射頻功率放大器的效率就越高。然而如同圖1中的曲線B所示，MOS管工作在AB類并且具有增益擴展時，隨著輸出功率增加會相繼出現增益擴展和增益壓縮現象，這對線性度帶來了不利影響。為了同時實現高效率和高線性度，就需要對工作在AB類并且具有增益擴展時的MOS管的增益擴展和增益壓縮現象進行補償。由于射頻功率放大器的增益跟隨輸出功率變化，因此就需要在不同的輸出功率下通過自適應補償來自動調節射頻功率放大器的增益，在原本的增益擴展區間來降低增益，在原本的增益壓縮區間來提高增益，從而使射頻功率放大器最大限度地實現大致恒定的增益值，即具有高線性度。

圖3所示的射頻功率放大器的實施例一中，第一方面通過合理選擇驅動級電路中的互補的n型器件和p型器件的尺寸可以調節它們的偏置狀態。第二方面通過調節輸入功率來改變驅動級電路中的n型器件和p型器件的偏置狀態。第三方面，驅動級電路的輸出信號通過負反饋來調節驅動級電路中n型器件的偏置狀態。第四方面，驅動級電路的輸出信號同時調節功率級電路中n型器件的偏置狀態。所述調節偏置狀態對MOS管而言是調節偏置電壓，對雙極型晶體管而言是調節偏置電流。以上四個方面單獨或共同作用下，就可調節各器件的增益及線性度。不同器件的增益可以相互影響，不同器件的非線性失真也可以相互影響或補償，從而使整個射頻功率放大器實現高線性度。

圖3所示的射頻功率放大器的實施例一的工作原理如下。

請參閱圖4，當射頻輸入信號RFin的功率由小變大時，驅動級電路的兩路同相輸入信號in1和in2的交流分量功率也由小變大，并且整個射頻功率放大器未接近飽和工作狀態。此時驅動級電路中的n型器件的驅動能力強于p型器件，n型器件的輸出電流較大，p型器件的輸出電流較小，從而使驅動級電路的輸出信號的直流分量電壓值逐漸減小，如圖5中曲線E的A區間所示。所述驅動能力是指在相同輸入信號的情況下的輸入信號電壓轉化成輸出電流的能力，即有效跨導(effective transconductance)。圖5中的曲線D表示的是省略反饋電路的情況下，驅動級電路的輸出信號的直流分量電壓值保持不變。驅動級電路中的n型器件和功率級電路中的n型器件由于輸入功率增大引起的驅動能力增強趨勢與由于偏置電壓減小引起的驅動能力減弱趨勢相互抵消。此時整個射頻功率放大器的增益不會出現明顯的增益擴展，如圖6中曲線C的A區間所示。圖6中的曲線B就是圖1中的曲線B，表現的是MOS管工作在AB類并且具有增益擴展的模式，對應于圖5中的曲線D。比較圖6中的曲線C和曲線B可以發現，本申請提供的射頻功率放大器有效地補償了MOS管工作在AB類并且具有增益擴展的模式下的增益擴展現象，從而提高了射頻功率放大器的效率與線性度。

請參閱圖7，隨著射頻輸入信號RFin的功率繼續增大，驅動級電路的兩路同相輸入信號in1和in2的交流分量功率也繼續增大，整個射頻功率放大器接近飽和工作狀態。由于n型器件比p型器件會更早進入飽和工作狀態，此時僅為驅動級電路中的n型器件和功率級電路中的n型器件均接近飽和工作狀態，p型器件仍為高線性狀態。所述飽和工作狀態對MOS管而言是進入三極管區，對雙極晶體管而言是進入飽和區。此時p型器件的驅動能力開始強于n型器件，n型器件的輸出電流較小，p型器件的輸出電流較大，從而使驅動級電路的輸出信號的直流分量電壓值逐漸增大，如圖5中曲線E的B區間所示。這時驅動級電路中的n型器件和功率級電路中的n型器件由于接近飽和引起的驅動能力減弱趨勢與由于偏置電壓增大引起的驅動能力增強趨勢相互抵消。此時整個射頻功率放大器的增益略微增大，如圖6中曲線C的B區間所示。這是由于功率級電路中的n型器件比驅動級電路中的n型器件稍晚接近飽和工作狀態，在這個很短的時間差內功率級電路由于輸入功率增大的驅動能力增強趨勢與由于偏置電壓增大引起的驅動能力增強趨勢相互疊加，提升了整個射頻功率放大器的增益。比較圖6中的曲線C和曲線B可以發現，本申請提供的射頻功率放大器有效地延后了MOS管工作在AB類并且具有增益擴展的模式下的增益壓縮現象，表現為曲線C上的1dB壓縮點對應的輸出功率大于曲線B上的1dB壓縮點對應的輸出功率，從而提高了射頻功率放大器的最大線性功率和最大線性效率。

請參閱圖8，這是在不同的輸出功率下驅動級電路的輸出信號的波形示意圖。其中的橫坐標是時間，縱坐標ts表示時域波形，右側標注為每個波形對應的輸入功率，單位是dBm。輸入功率越大，信號的振幅越大。在較小的輸入功率情況下，例如RFpower為-12dBm、-8dBm、-4dBm時，信號波形接近為正弦波，驅動級電路的輸出信號的直流分量較小。隨著輸入功率增大，驅動級電路的輸出信號的直流分量逐漸減小。例如RFpower為-1時，信號波形的最低值接近0，即n型器件開始接近飽和工作狀態，這時驅動級電路的輸出信號的直流分量達到最低。隨著輸入功率繼續增大，n型器件更加接近飽和工作狀態，驅動級電路的輸出信號的直流分量開始增大。

請參閱圖9，這是本申請提供的射頻功率放大器的實施例二。與實施例一相比，實施例二在轉換電路之前增加了前級放大電路，這有助于提高整個射頻功率放大器的增益。實施例一僅提供了兩級放大電路——驅動級電路和功率級電路。基于實施例二的相同原理，可在實施例一的基礎上在任意位置增加任意數量的放大電路，從而使整個射頻功率放大器由多級組成來提高增益。

請參閱圖10，這是本申請提供的射頻功率放大器的實施例三。與實施例一相比，實施例三在驅動級電路中增加了另一個n型器件，圖10中以NMOSFET三MN3為例。所述轉換電路用來將一路射頻輸入信號RFin轉換為三路同相的輸入信號in1、in2和in3并送往驅動級電路。新增加的輸入信號三in3是具有直流偏置電壓的射頻信號，可由射頻輸入信號RFin經過一定的幅度變換和/或相位偏移后疊加一定的直流分量而來。新增加的NMOSFET三MN3的漏極與PMOSFET一MP1和NMOSFET一MN1的漏極相連，NMOSFET三MN3的柵極接收轉換電路送來的輸入信號三in3，NMOSFET三MN3的源極接地。輸入信號三in3的直流分量為NMOSFET三MN3提供柵極偏置電壓，使NMOSFET三MN3偏置在AB類并且具有增益擴展。輸入信號三in3的交流分量作為NMOSFET三MN3的交流輸入信號。

圖10所示的射頻功率放大器的實施例三中，驅動級電路中的p型器件偏置在AB類并且在1dB壓縮點之前的增益在±3dB的范圍內變動，用于維持恒定的增益，有利于實現高線性度。驅動級電路中的原有n型器件偏置在AB類并且具有增益擴展，通過負反饋可使驅動級電路的輸出信號實時反映輸入功率的變化。驅動級電路中新增加的n型器件雖然不參與反饋，但會使參與反饋的原有n型器件對偏置電壓的調整更強，功率級電路中的n型器件的偏置狀態也會跟著變化更多。通過調節新增加的獨立偏置的n型器件的尺寸和/或偏置狀態，可以調節整體的反饋強度和補償強度，進而調節整體的線性度?；趯嵤├耐瑯釉?，還可在驅動級電路中增加更多的p型器件和/或n型器件，有利于進一步提高線性度。

請參閱圖11，這是本申請提供的射頻功率放大器的實施例四。與實施例一相比，實施例四在功率級電路中增加了另一個n型器件，圖11中以NMOSFET四MN4為例。這樣便使得功率級電路構成了圖2所示的共源共柵結構，有助于提高射頻功率放大器的耐壓值，進而提高功率級電源電壓VDD2和飽和輸出功率以實現高功率的目標。新增的n型器件分開了輸出晶體管和共源放大管，進而減小了通過共源放大器的寄生電容產生的反饋，因此可以提高輸出到輸入的隔離度，提高電路的穩定性。基于實施例四的相同原理，也可在實施例二或實施例三的基礎上使功率級電路構成共源共柵結構。所述共源共柵結構還可以有多級，即在第一級共源極晶體管和第二級共柵極晶體管的基礎上級聯更多的共柵極晶體管。

請參閱圖12，這是本申請提供的射頻功率放大器的實施例五。實施例五是將實施例一中的驅動級電路和/或功率級電路改為了差分結構并采用差分信號。其中的差分信號只是對交流分量而言的，直流分量為了偏置晶體管均為正值。差分電路的共模節點的信號較小，容易設計，并且差分電路可以在一定程度上抑制射頻功率放大器輸出的偶次諧波。優選地，反饋電路也可以采用差分結構并采用差分信號?；趯嵤├宓南嗤?，也可將實施例二、或實施例三、或實施例四改為差分結構并采用差分信號。

本申請的發明目標有三個：提供一種高功率、高線性度、高效率的射頻功率放大器。

首先，本申請通過負反饋方式進行動態補償，使整個射頻功率放大器的增益在輸入信號變化時保持穩定，使整個射頻功率放大器的增益從小信號到接近飽和都表現出很好的線性度。這種動態補償也使得1dB壓縮點對應的輸出功率增大，最大限度地接近飽和功率，提高了最大線性輸出功率以及最大線性輸出功率時的最大線性效率。

其次，本申請的驅動級電路中，n型器件工作在AB類并且具有增益擴展，偏置電流較小，有利于提高效率。驅動級電路中的n型器件和p型器件復用電流，也有利于提高增益和效率。

再次，本申請的功率級電路可選地采用共源共柵結構，以便適用于高電源電壓，實現高輸出功率。

綜上所述，本申請同時實現了高功率、高線性度、高效率的設計目標，特別適用于高功率、高性能要求的射頻功率放大器。

以上僅為本申請的優選實施例，并不用于限定本申請。對于本領域的技術人員來說，本申請可以有各種更改和變化。凡在本申請的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本申請的保護范圍之內。