專利名稱：多徑衰落信道中正交頻分復用系統的載波頻率跟蹤方法
技術領域：
本發明涉及一種頻率跟蹤方法，屬于數字通信技術領域。
背景技術：
隨著人們對高速數字通信技術需求的增長，正交頻分復用(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，OFDM)技術以其極高的頻譜效率和對時散信道良好的適應能力正日益受到人們的重視，被認為是未來第四代移動通信系統的支撐技術。OFDM是一種多載波傳輸技術，把整個信道分成N個子信道，并行傳輸信息。
OFDM技術主要用于(第四代)移動通信系統，寬帶無線接入。在數字蜂窩移動通信應用中，OFDM是目前研究的熱點技術之一，如MC-CDMA(多載波碼分多址)，OFDMA(正交頻分多址)等；在寬帶無線接入應用中，IEEE802.11a及IEEE802.16都是基于OFDM的標準(或草案)，ETSI的HiperLAN II也是一種基于OFDM技術的標準；在寬帶有線接入技術中，如xDSL(各種高速數字用戶線)技術中，OFDM的一種特殊形式——DMT已獲得廣泛應用。
OFDM系統各子信道不但沒有保護頻帶，而且相鄰信道間信號的頻譜的主瓣還相互重疊，因此，OFDM有非常高的頻譜利用率。而且，OFDM實現非常簡單。當子信道上采用QAM或MPSK調制方式時，調制及解調過程可以用IFFT(逆快速傅立葉變換，Inverse Fast Fourier Transformation，IFFT)和FFT(快速傅立葉變換Fast Fourier Transformation，FFT)完成，硬件實現時直接使用相應的DSP芯片或專用集成電路即可。由于一般的OFDM系統均采用循環前綴方式，使得它在一定條件下可以完全消除信號的多徑傳播造成的碼間干擾，完全消除多徑傳輸對載波間正交性的破壞，所以OFDM抗多徑干擾能力強，抗衰落能力強。另外，OFDM的子載波把整個信道劃分成許多窄信道，使得各子信道上的衰落近似平坦，因此OFDM系統子信道的均衡只需要一個抽頭的均衡器。
盡管OFDM具有諸多優勢，但目前用于移動通信還有一些困難，其中最主要的制約之一是OFDM系統對同步系統的精度要求特別高[1]。特別是OFDM系統對接收機振蕩器存在的頻偏以及由于接收機與發射機相對運動造成的多普勒(Doppler)頻移特別敏感，使系統的性能迅速下降，甚至無法正常工作，這就對載波頻率跟蹤提出了很高的要求。理論上分析表明，OFDM系統要求的載波同步精度要使系統的剩余(即矯正后的)相對頻偏(絕對頻偏與載波間隔之比)在2％以內(無線信道情況)[2]，對加性白高斯噪聲(Additive White Guassian Noise，AWGN)信道，系統可以容忍的頻偏要稍大一些，但當相對頻偏超過2％后，由于頻偏引起的載波間干擾也會使系統的性能受到相當大的影響。因此，OFDM系統的載波同步一般分兩步捕獲和跟蹤。捕獲也稱為粗同步，即通過適當的捕獲算法和電路，將本地載波的頻偏鎖定在一個較小的范圍內，一般要求完成捕獲后的相對頻偏在10％以下。跟蹤又稱為細同步，它的作用是將同步誤差進一步減小，控制在OFDM系統自身所允許范圍，并進一步跟蹤同步參數變化，及時調整同步參數。對細同步的主要要求是跟蹤精度高，跟蹤速度快，將相對頻偏控制在系統能正常工作的范圍內。
目前應用OFDM系統的載波同步方法輔助數據法[3，5]和不用輔助數據的盲估計方法(基于最大似然(ML)算法的頻偏估計方法[4]、基于MUSIC算法的頻偏估計方法和基于ESPRIT算法頻偏估計方法[6，7])。
輔助數據法最大的缺點是要占據有效帶寬來傳輸輔助數據，這在對頻譜效率要求很高的移動通信及寬帶接入系統中，這一缺點是不可克服的。特別是在OFDM系統中，循環前綴(Cyclic Prefix，CP)要占據一定的帶寬，信道估計算法也需使用輔助數據從而占用帶寬，若再加入輔助數據作同步，OFDM頻譜利用率高的優勢將得不到體現。所以，以犧牲頻譜效率為代價的輔助數據法不是理想的同步方法。
ML算法[4]是OFDM同步參數盲估計算法中提出較早的一種。它可以用作定時捕獲和頻偏跟蹤，其中頻偏跟蹤的范圍為±0.5子載波間隔，作為跟蹤算法該范圍比較寬，但如用作捕獲則范圍過窄。但是ML存在許多不足[9]。ML算法基本上只能用于AWGN信道，該方法推廣到實際多徑衰落信道有很大困難。
Liu和Tureli等利用基于子空間分解的諧波估計算法估計頻偏，包括MUSIC算法[6]和分辨率更高的ESPRIT算法[7]。這種方法的優點是對頻偏的控制范圍大、精度高，可以捕獲也可以跟蹤；特別是其跟蹤精度是許多方法難以達到的。但是算法復雜，計算量大。需要作奇異值分解(SVD)，或大量的特征值計算，當有效子載波數目較大時(例如，1000以上)，其計算量難以承受，即使用最快的DSP芯片，也難以滿足實時性要求；由于算法復雜，需要的存儲空間大，其實現也成問題。

發明內容本發明的目的是針對現有技術的不足，提供一種低代價、精度高且能滿足實際應用要求的多徑衰落信道中正交頻分復用系統的載波頻率跟蹤方法。
本發明利用發明人提出的信號重構理論導出了一種新的OFDM系統中頻偏的估計方法，由此得到了一種新的載波頻率細同步方法，是解決OFDM系統載波頻率的跟蹤(細同步)問題的新的技術方案。該方法可以用于無線通信系統中，用輔助數據法等高精度的快速捕獲方法完成粗同步，然后利用該方法進行載波頻率跟蹤。
設待傳輸的一幀OFDM數據為X(0)，X(1)，…，X(N-1)，N為子載波數，它們是由待傳輸的比特數據根據特定的子載波調制方式(如MQAM，MPSK等)和星座圖計算出的一組復數，則經過IFFT以后我們得到時域(離散)形式的OFDM信號s(n)=Σk=0N-1X(k)exp[j2πnk/N],(n=0,1,...,N-1)---(1)]]>其中，j=-1]]>為虛單位，N為子載波的數目，也就是FFT的點數；1/N為歸一化子載波間隔。設慢衰落信道的抽樣沖擊響應為h(n)，當系統存在歸一化相對頻偏ε0時，接收端收到的OFDM信號為r(n)=(h⊗s)(n)exp(j2πϵ0n/N)+N~(n)(n=0,1,...,N-1)---(2)]]>
其中， 為OFDM信號第n個抽樣時刻的信道噪聲，它是一個服從Gauss分布的隨機變量；表示循環卷積。
對r(n)(n＝0，1，…，N-1)作FFT，得到X^(k)=H(k)S(k,ϵ0)+N^(k)(k=0,1,...,N-1)---(3)]]>其中，H(k)是第k個Gauss信道的頻域特性，可以通過適當的信道估計算法將其估計出來；S(k，ε0)是第k個Gauss信道的輸出，其中包含了由于頻偏引起的載波間干擾； 是第k個Gauss信道上輸出的噪聲。
設根據一定的信道估計算法我們可以估計出H(k)，則根據 和H(k)我們可以得到對S(k，ε0)的估計值 其估計的精度受信道噪聲和信道估計算法性能的影響，對 作IFFT得到 它是不受衰落信道影響但受頻偏和噪聲影響的OFDM時域信號。由 根據判決規則，我們可以得到對這一幀OFDM數據信息的估計X~(k),(k=0,1,...,N-1).]]>在正常情況下，X~(k),(k=0,1,...,N-1)]]>與X(k)，(k＝0，1，…，N-1)將十分接近，即系統的誤碼率比較低(例如10-2以下時)，判決后的OFDM數據X~(k),(k=0,1,...,N-1)]]>消除了大部分頻偏和噪聲的影響。因此根據X~(k),(k=0,1,...,N-1)]]>重構的OFDM信號s~(n)=Σk=0N-1X~(k)exp[j2πnk/N],(n=0,1,...,N-1)---(4)]]>將與s(n)(n＝0，1，…，N-1)十分接近，如果當前的一幀OFDM符號判決后沒有誤碼(這種情況是經常的)，將有s~(n)=s(n)(n=0,1,...,N-1).]]>設對系統的頻偏估計為ε，則我們對含有頻偏的OFDM時域信號的估計為s(n,ϵ)=s~(n)exp(j2πϵn/N)(n=0,1,...,N-1)---(5)]]>如果ε＝ε0，在沒有誤碼的情況下， s(n，ε)的差別將僅受信道估計精度和信道噪聲的影響，即 含有信道噪聲和信道估計誤差的影響，而s(n，ε)則基本不受它們的影響，因此ε＝ε0時 和s(n，ε)將十分接近，隨著ε與ε0的差別的加大， 和s(n，ε)的誤差也將越來越大。
我們設法估計出ε0。為此求解下面的極小化問題minϵΦ(ϵ)=minϵΣn=0N-1φ(n,ϵ)---(6)]]>其中φ(n,ϵ)=|s^(n,ϵ0)-s(n,ϵ)|2,(n=0,1,...,N-1)---(7)]]>由此可以估計出頻偏ε0。
下面求解極小化問題(6)，(7)。
設s^(n,ϵ0)=a(n)+jb(n),s~(n)=a~(n)+jb~(n),]]>于是φ(n,ϵ)=|s^(n,ϵ0)-s(n,ϵ)|2=|a(n)+jb(n)-[a~(n)+jb~(n)]exp(j2πϵn/N)|2---(8)]]>當ε＜＜1時(這個條件一般都能滿足，由捕獲電路獲得對載波頻率的粗同步保證)，對上式的指數函數作Taylor展開，只保留到線性項部分，于是上式可以近似表示為φ(n,ϵ)≈|a(n)+jb(n)-[a~(n)+jb~(n)](1+j2πϵn/N)|2]]>=[a(n)-a~(n)+2πb~(n)ϵn/N]2+[b(n)-b~(n)-2πa~(n)ϵn/N]2---(9)]]>上式是一個關于ε的二次函數，從而(6)式中的目標函數Φ(ε)是N個關于ε的二次函數的和，也是關于ε的二次函數，明顯有極小值。為求出其極小值點，對Φ(ε)求導，并令dΦ(ϵ)dϵ=Σn=0N-1dφ(n,ϵ)dϵ=0---(10)]]>解(10)式得ϵ=Σn=0N-1[a~(n)b(n)-a(n)b~(n)]Σn=0N-1[(a~2(n)+b~2(n))2πn/N]---(11)]]>這就是根據OFDM時域信號估計出的頻偏。ε作為該幀估計出的頻偏值，將其轉化為電壓信號后輸入到壓控振蕩器(VCO)的輸入端，從而校正接收端振蕩器頻率偏移或多普勒頻移，可將頻偏控制在零值附近。
由于受噪聲的影響，該估計值是一個隨機變量，通過計算該估計值與實際頻偏的均方誤差可以了解該估計算法的精度。
如附圖1所示，r(n)為系統接收端收到的信號，首先送至模塊1做快速傅立葉變換(FFT)，得到頻域信號 經模塊2做信道估計，由信道估計算法得出信道特性H(k)，均衡后得到去除衰落信道影響的信號 此信號含有頻偏ε0；將此信號分為兩路一路輸入判決模塊3，由判決規則得到判決后信號 此信號基本不受頻偏影響；另一路轉到模塊4做逆快速傅立葉變換，得到重構的含有真實頻偏的時域信號 此信號不受衰落信道影響；判決后信號 在輸出的同時轉到模塊5也做逆快速傅立葉變換，得到基本不受頻偏影響的時域信號 重構的兩路信號同時輸入到模塊6，由頻偏公式計算出頻偏ε，即為對ε0的估計，ε作為該幀估計出的頻偏值，將其轉化為電壓信號后輸入到壓控振蕩器(VCO)的輸入端，從而校正接收端振蕩器頻率偏移或多普勒頻移，將頻偏控制在零值附近。
可采用軟件流程描述頻偏計算過程，系統軟件采取主程序調用中斷子程序的方式，主程序完成系統初始化、系統自檢、中斷初始化等功能，整個頻偏的計算和跟蹤過程包括軟件判決、IFFT和頻偏計算在中斷服務子程序中完成；經過判決得到 后， 和 的IFFT可以串行實現，中斷服務子程序流程如圖5所示。
和 的IFFT也可以并行實現，以并行計算方式實現的中斷服務子程序流程如圖6所示。
在上述的流程中所有的計算都是在軟件中完成的，但是應當指出兩次IFFT計算以及頻偏計算的大部分工作(頻偏計算公式分母及分子的計算)也可以交由硬件完成。在后一種情況下，系統的軟件只完成少量的計算，更多的則是進行系統控制、同步等操作。這就使得系統實現具有了更多的靈活性。
上述實現流程可以采用以下方式之一實現(1)采用FPGA(現場可編程門陣列)結合DSP(數字信號處理器)芯片；(2)采用數字信號處理器DSP；(3)采用ASIC電路設計。
本發明的突出優點為計算復雜性低，特別是計算量小，估計精度高，實現簡單，可跟蹤范圍較大(12％相對頻偏)，不降低系統的頻譜效率，屬于真正意義上的盲估計跟蹤方法。對于衰落信道，估計頻偏的計算量主要是兩次IFFT(不包括信道估計的計算量)。同時，本發明所采用的跟蹤算法可以與OFDM解調器并行計算，實時性更強。


圖1是基于信號重構的載波跟蹤實現框圖。
圖2是信噪比為21dB時本算法的跟蹤性能。
圖3是殘余頻偏均方誤差。
圖4是DSP實現時系統結構框圖。
圖5是以串行計算方式實現的中斷服務子程序流程圖。
圖6是以并行計算方式實現的中斷服務子程序流程圖。
其中，1為FFT模塊，2為信道估計模塊，3為判決模塊，4，5均為IFFT模塊，6為頻偏計算模塊，7為信道輸出，8為前端處理模塊，9為A/D模數轉換器，10為FPGA，11為5V電壓源，12為3.3V電壓源，13為SRAM，14為復位看門狗，15為JTAG模塊，16為TMS320C54X芯片，17為1.6V電壓源，18為穩壓塊，19為10MHz晶振，20為倍頻器，21為D/A數模轉換器，22為壓控振蕩器。
圖2和圖3為MATLAB軟件對64載波OFDM系統的跟蹤仿真結果，子載波采用16QAM調制方式。仿真結果表明，該算法跟蹤速度快，精度高，完全滿足OFDM系統對載波跟蹤精度的要求，具有很強的實用價值。
具體實施方式
本發明要解決的問題是無線通信領域中的載波跟蹤問題，無線通信的特殊性要求系統應當具有快速運算、實時性強、小巧靈活、節能低功耗的特點。作為一種被普遍接收的實現方式，數字信號處理器和FPGA芯片具有設計簡單，靈活方便，易于升級的優點。下面給出了并行計算方式下基于DSP和FPGA芯片的實施例在本實施例中采用64子載波，每個子載波采用16QAM調制。
鑒于TI公司的TMS320C54X系列在無線通信領域中被廣泛采用作終端處理器件，本實施例采用了此系列DSP芯片，同時選擇了Altera公司的FLEX10k系列FPGA芯片。
系統的軟件流程已在第三部分給出，但為了最優化系統性能，充分利用FPGA運算能力和DSP控制能力，可以把大部分的運算量交給FPGA，由DSP完成系統控制。處理如下系統接收端收到的信號r(n)進入FPGA模塊先做快速傅立葉變換(FFT)得到頻域信號 再經信道估計，根據信道特性H(k)進行均衡，得到去除衰落信道影響的信號 此信號含有頻偏ε0；將 按實部和虛部存儲至SRAM中并對其做軟件判決得信號 得到的信號基本不受頻偏影響。再對 做逆快速傅立葉變換，得到重構的含有真實頻偏的時域信號 因為信道估計兼有增益補償的作用，所以可以采用以下原則判決計算實際接收的信號點和星座圖點理想信號之間的距離(歐氏距離，但沒必要開平方)，按最小距離原則判決，判決后信號 也做逆快速傅立葉變換，它與 的IFFT并行，得到不受頻偏影響的時域信號 兩次逆快速傅立葉變換的結果存儲在SRAM中。根據重構的兩路信號 和 分別計算出頻偏公式的分子和分母，同時向DSP芯片發出中斷請求信號。DSP接收到中斷請求后調用中斷服務程序，讀取FPGA的最終計算結果，計算出頻偏ε，即為對ε0的估計。ε作為該幀估計出的頻偏值，將其轉化為電壓信號后輸入到壓控振蕩器(VCO)的輸入端，從而校正接收端振蕩器頻率偏移或多普勒頻移，可將頻偏控制在零值附近。附圖1虛框部分即為本發明的關鍵部分。
本實施例中FPGA完成了設計目標的主要部分，包括兩次逆傅里葉變換和為頻偏估計所做的準備計算；DSP芯片則起到了CPU指揮、接口、統一步調作用，同時完成了頻偏的最終計算。
可利用IFFT同址運算特點節省存儲單元。頻偏計算涉及相乘求累加和及分式相除。將頻偏公式分子分母分別計算的方式即充分利用了FPGA芯片的運算能力，減少了DSP和FPGA之間的讀寫量，同時也回避了FPGA芯片不易實現除法的特點。DSP匯編語言編程時可利用移位指令和減法指令實現分式相除。定點除法的匯編語言實現可參考[10]。由于C語言定義了除運算符所以可采用C語言直接編程。
在用VHDL語言對FPGA編程時，可以設定頻偏計算前的兩次IFFT為并行計算方式，增強系統的實時性。由于N為2的冪指數所以在計算頻偏公式分母時可通過移位的方法實現。計算完成后，FPGA向TMS320C54X發送中斷請求，觸發數字信號處理器的中斷響應程序。計算的結果由TMS320C54X讀入完成頻偏估計，這是通過軟件編程實現的。計算出的頻偏經D/A轉換并進行電壓匹配后作用于壓控振蕩器VCO，從而完成載波頻率同步。由于方法本身所需的數據存儲量較少，完全可以利用DSP片內存儲器RAM提供足夠的存儲空間。
參考文獻[1]Pollet T，Bladel M and Moeneclaey M.BER sensitivity of OFDM systems to carrier frequencyoffset and Wiener phase noise.IEEE Trans.Commun.，43(2/3/4)191-193，Feb/Mar/Apr 1995L Wei and C Schlegel.Synchronization requirements for multi-user OFDM on satellite andtwo-path Rayleigh fading channels.IEEE Trans.Commun.，43(2/3/4)887-895，1995[3]P H Moose.A technique for orthogonal frequency division multiplexing frequency offsetcorrection.IEEE Trans.Commun..，42(10)2908-2914，1994[4]J J van de Beek，M Sandell and P O Brjesson.ML estimation of time and frequency offset inOFDM systems.IEEE Trans.on Signal，Processing.Vol.45(7)1800-1805，1997[5]Yun Hee Kim，Iickho Song and Seokho Yoon An Efficient Frequency Offset Estimator forOFDM Systems and Its performance Characteristics，IEEE Trans.On vehicular Technology，vol.50，NO.5，sep，2001[6]H Liu and U Tureli.A High efficiericy carrier estimator for OFDM communications.IEEECommunication Letters，2(4)104-106 1998[7]U Tureli，H Liu and M D Zoltowski.OFDM blind carrier offset estimationESPIT.IEEETrans.Commun.，48(9)1459-1461，2000[8]X L Ma，C and G B Giannakis et al.Non-data-aided carrier offset estimatorfor OFDM with null subcarriersidentifiability，algorithms，and performance．IEEE J.on Select.Areas in Commn.，19(12)2504-2515，2001[9]馬慧，杜巖，何波，鞏曉群.用于OFDM系統同步的ML算法的分析.已投《通信學報》.張雄偉著.DSP芯片的原理與開發應用.電子工業出版社，1997年9月第1版[11]王念旭等編著.DSP基礎與應用系統設計.北京航空航天大學山版社，2001年8月第1版
權利要求
1.一種多徑衰落信道中正交頻分復用系統的載波頻率跟蹤方法，其特征在于，根據本發明提出的信號頻偏估計公式，系統將接收到的信號，通過運算模塊，將得到的頻偏轉化為電壓信號后，輸入到壓控振蕩器(VCO)的輸入端，校正接收端振蕩頻率偏移或多普勒頻移，將頻偏控制在零值附近，具體運算控制過程如下系統接收端接收到的信號，首先送至模塊1做快速傅立葉變換(FFT)，得到頻域信號 經模塊2做信道估計，由信道估計算法得出信道特性H(k)，均衡后得到去除衰落信道影響的信號 此信號含有頻偏ε0；將此信號分為兩路一路輸入判決模塊3，由判決規則得到判決后信號 此信號基本不受頻偏影響；另一路轉到模塊4做逆快速傅立葉變換，得到重構的含有真實頻偏的時域信號 此信號不受衰落信道影響；判決后信號 在輸出的同時轉到模塊5也做逆快速傅立葉變換，得到基本不受頻偏影響的時域信號 重構的兩路信號同時輸入到模塊6，由頻偏公式計算出頻偏ε，即為對ε0的估計，ε作為該幀估計出的頻偏值，將其轉化為電壓信號后輸入到壓控振蕩器(VCO)的輸入端，從而校正接收端振蕩器頻率偏移或多普勒頻移，將頻偏控制在零值附近。
2.如權利要求1所述的多徑衰落信道中正交頻分復用系統的載波頻率跟蹤方法，其特征在于，所述的頻偏控制方法可以采用以下方式之一實現(1)采用FPGA結合DSP芯片；(2)采用數字信號處理器DSP；(3)采用ASIC電路設計。
3.如權利要求1或權利要求2所述的多徑衰落信道中正交頻分復用系統的載波頻率跟蹤方法，其特征在于，當采用方法(2)實現時，系統軟件采取主程序調用中斷子程序的方式，主程序完成系統初始化、系統自檢、中斷初始化等功能；整個頻偏的計算和跟蹤過程包括軟件判決、IFFT和頻偏計算在中斷服務子程序中完成；經過判決得到 后， 和 的IFFT可以串行實現，以串行計算方式實現的中斷服務子程序流程圖如下1)開始；2)保護現場；3)讀取信道均衡后的數據 分別存儲其實部和虛部；4) 經軟件判決得 5) 經IFFT得 分別存儲其實部和虛部；6) 經IFFT得 分別存儲其實部和虛部；7)頻偏計算；8)啟動D/A轉換；9)恢復現場；10)中斷返回。采用方法(1)實現時， 和 的IFFT以及頻偏計算公式分子分母的計算可由硬件串行實現，DSP芯片實現系統控制和同步；當采用方法(3)實現時，所有的運算都可由硬件實現。
4.如權利要求1或權利要求2所述的多徑衰落信道中正交頻分復用系統的載波頻率跟蹤方法，其特征在于，當采用方法(2)實現時， 和 的IFFT可以并行實現，以并行計算方式實現的中斷服務子程序流程取下1)開始；2)保護現場；3)讀取信道均衡后的數據 分別存儲其實部和虛部；4) 經軟件判決得 5) 經IFFT得 分別存儲其實部和虛部； 經IFFT得 分別存儲其實部和虛部；6)頻偏計算；7)啟動D/A轉換；8)恢復現場；9)中斷返回。當采用方法(1)實現時， 和 的IFFT以及頻偏計算公式分子分母的計算可由硬件并行實現，DSP芯片實現系統控制和同步；當采用方法(3)實現時，所有的運算都可由硬件實現。
全文摘要
多徑衰落信道中正交頻分復用系統的載波頻率跟蹤方法屬于數字通信技術領域，采用信號重構理論推出了一種新的OFDM系統中的載波跟蹤算法，由此得到一種新的載波跟蹤技術方案。該方案屬于盲跟蹤方法，它不降低系統的頻譜效率，也不利用虛載波。目前，國內尚沒有用于OFDM載波同步的盲跟蹤方法發表，與國外已提出的盲跟蹤方法相比，該方法具有計算復雜性低、跟蹤精度高、跟蹤速度快、易于實現等優點。可用于采用OFDM技術的無線網卡、(第四代)移動通信系統、以及xDSL調制解調器中，特別適用于多徑衰落信道的情形。
文檔編號H04J11/00GK1525672SQ0213538
公開日2004年9月1日 申請日期2002年8月27日 優先權日2002年8月27日
發明者杜巖, 馬慧, 何波, 張偉, 鞏曉群, 杜 巖 申請人:山東大學