專利名稱：提供多維cpm波形的方法、設備、計算機程序產品和裝置的制作方法
技術領域：
本發明的示例性和非限制性實施例一般地涉及將信息調制到諸如射頻載波這樣的載波的方法、裝置和計算機程序產品，并且更具體地，涉及一類稱為連續相位調制器(continuous phase modulator)的調制器。

背景技術：
附上所定義的以下縮略詞 BLER 誤塊率 BPF帶通濾波器 BPSK 二進制相移鍵控 CE 卷積編碼器 CPE連續相位編碼器 CPM連續相位調制 DFT離散傅里葉變換 DL 下行鏈路(例如，從基站到移動設備) GMSK 高斯最小頻移鍵控 GSM全球移動通信系統 LPF低通濾波器 MM 無記憶調制器 M-QAM M元QAM(M-ary QAM) OFDM 正交頻分復用 QAM正交幅度調制 QPSK 正交相移鍵控 TPD傾斜(tilted)相位分解 UL上行鏈路(例如，從移動設備到基站) 日益增長的對在衰落信道上進行高數據速率傳輸的需求已經激發了對利用高頻譜效率的信令方法的興趣。雖然CPM的連續相位特性使得可以定義具有窄主頻譜波瓣和小頻譜旁瓣的方案，但是該信令格式阻止傳輸諸如M-QAM這樣的復星座圖信號(complex constellations)。因此，盡管已知CPM的功率和帶寬均有效，從而使得對于UL傳輸是理想的，但是仍然需要縮小在接受CPM與其它更廣泛利用的調制方法之間的差距。
為了更全面地理解本發明的示例性實施例，現在提供對常規CPM的簡要描述。
在第n個符號間隔上，二進制單h CPM(single-h CPM)波形可以被表示為 其中T表示符號持續時間，ai∈{±1}是二進制數據比特，并且h是調制指數。相位響應函數q(t)是頻率函數f(t)的積分，頻率函數f(t)在時間區間(0，LT)之外為零并且被這樣標度(scale)以便 M元單h CPM波形是二進制單h情況的邏輯擴展，其中信息符號現在是多電平的例如，ai∈{±1，±3，...，±(M-1)}。
最后，M元多h CPM波形可以被記為 其中ai∈{±1，±3，...，±(M-1)}，并且調制指數hn假設其值在集合{h(1)，...，h(Nh)}上。在一個實現中，例如，調制指數可以在允許值的集合上循環。
考慮(2)中的約束，可以示出CPM的這些變體中的任何一個均可以被記為 累積相位項(cumulative phase term)受到所有過去符號的影響，對此，q(t-nT)已經達到其最終值1/2。當調制指數是有理數(例如，當h(i)＝2K(i)/P，其中K(i)和P是互素的整數)時，則累積相位項屬于基數(cardinality)P的時不變集合，其中各點在單位圓上間隔均勻，例如因此，常規CPM可以被描述為有限狀態機，其信號完全由當前輸入an以及下面的狀態變量來定義
通過定義，狀態變量sn從基數P·ML-1的集合中得出。
在所有這些情況下，輸入符號都從實整數值集合中得出。清楚地，禁止復星座圖，因為ai+jbi(其中)形式的輸入符號將造成傳輸波形的包絡上的變化并由此損壞其恒定包絡特性。此外，為了利用該波形的有限狀態機特性，符號被限于整數集合，并且調制指數被限于有理數。
發明人已知的對于設計具有更高頻譜效率的CPM方案的一些常規努力都是在經典CPM的約束(有理數調制指數以及整數值星座圖)下進行操作。下面是這些方案的幾個例子。
T.Svensson和A.Svensson在“On convolutionally encoded partialresponse CPM，”Proc.IEEE Vehicular Technology Conference，Amsterdam，The Netherlands，Sept.1999，vol.2，pp.663-667中發現了在關于頻譜屏蔽(spectrum mask)的約束下用于不同字母表大小(alphabetsizes)和相位脈沖長度的未編碼CPM方案。
D.Asano、H.Leib和S.Pasupathy在“Phase smoothing functions forfull response CPM，”Proc.IEEE Pacific Rim Conference onCommunications，Computers and Signal Processing，June 1989，pp.316-319中研究了相位脈沖的優化，用于為二進制全響應CPM最小化有效帶寬和BER。
在M.Campanella、U.Lo Faso和G.Mamola的“Optimumbandwidth-distance performance in full response CPM systems，”IEEETransactions on Communications，vol.36，no.10，pp.1110-1118，Oct.1988中，導出了一種在規定的最小歐幾里德距離的情況下用于二進制全響應CPM的最優相位脈沖的分析解決方案。
D.Asano、H.Leib和S.Pasupathy在“Phase smoothing functions forfull response CPM，” Proc.IEEE Pacific Rim Conference onCommunications，Computers and Signal Processing，June 1989，pp.316-319中研究了對相位脈沖的優化，用于為二進制全響應CPM最小化有效帶寬和BER。
在M.Campanella、U.Lo Faso和G.Mamola的“Optimumbandwidth-distance performance in full response CPM systems，”IEEETransactions on Communications，vol.36，no.10，pp.1110-1118，Oct.1988中，導出了一種在規定的最小歐幾里德距離的情況下用于二進制全響應CPM的最優相位脈沖的分析解決方案。
所有這些常規CPM方法都約束了符號星座圖以及調制指數。
此外，常規CPM具有時不變有限維(累積)相位狀態空間。當調制指數h＝2K/P(K和P是互素整數)時，則累積相位可以僅假設P個不同值中的一個

因此，常規CPM信號的累積相位假設了在單位圓上等間隔的值，并且其狀態空間完全由向量s＝[θn，σn]來描述，其具有總計PML-1個時不變的不同值。
對于常規CPM的傾斜相位表示(tilted phase representation)的討論，參見B.Rimoldi的“A decomposition approach to CPM”，IEEE Trans.OnInformation Theory，vol.34，no.2，March 1998，pp.260-270以及B.Rimoldi的“Coded continuous phase modulation using ring convolutional codes”，IEEE Trans.On Communications，vol.43，no.11，Nov.1995，pp.2714-2720。
在“A decomposition approach to CPM”中，Rimoldi示出了可如何在編碼器是線性的(模為M)和時不變的方式下，將單h CPM系統分解成后面接MM的CPE。該替代信號表示已經被包含成為很多后續CPM研究的主導元素，因為它提供了兩個不同的優點(1)該表示迫使相位軌跡(phase trajectory)成為時不變的(這簡化了用于最優檢測的接收機設計)；以及(2)它還提供了對用于生成卷積編碼的CPM波形的簡化發射機體系結構的理解(如在“Coded continuous phase modulation using ringconvolutional codes”中所公開的)。簡而言之，Rimoldi的傾斜相位表示利用了以下事實由于卷積碼和CPE是在相同的代數(模M的整數環(ringof integers modulo M))上，因此CPE的狀態可以被反饋回來并且由卷積編碼器使用。該概念在圖1A和圖1B中示出，其分別仿照來自B.Rimoldi的“Coded continuous phase modulation using ring convolutional codes”，IEEE Trans.On Communications，vol.43，no.11，Nov.1995，pp.2714-2720中的圖1和圖4。
圖1示出了在調制指數h＝K/P的情況下M元CPM方案的框圖。該CPM方案被分解成后面尾隨MM的CPE。圖2示出了M元CPM方案與在模M的整數環上的外部卷積編碼器的組合。CE和CPE這二者的輸入和輸出都是M元的。


發明內容
根據本發明的示例性實施例是一種用于提供多維連續相位調制波形的方法。選擇基向量空間

將該基向量空間v的元素乘以集合

的信息符號λi，m，以便為

個信號維(signaldimensions)中的每一個獲得乘積。這些乘積中的至少一個是無理數。通過恒定包絡波形在第n個符號間隔中發射每個所述乘積，所述恒定包絡波形在

維上具有連續相位調制。
根據本發明的另外的示例性實施例是一種用于提供多維連續相位調制波形的設備。所述設備包括處理器，該處理器被配置以便選擇基向量空間

并且被配置以便將所述基向量空間v的元素乘以集合

的信息符號λi，m，以便為

個信號維中的每一個獲得乘積。這些乘積中的至少一個是無理數。所述設備具有發射機，該發射機被配置以便通過恒定包絡波形在第n個符號間隔中發射每個所述乘積，所述恒定包絡波形在

維上具有連續相位調制。
根據本發明的進一步的示例性實施例是一種包括用于提供多維連續相位調制波形的計算機程序的計算機可讀介質。所述程序包括選擇基向量空間

所述程序將所述基向量空間v的元素乘以集合

的信息符號λi，m，以便為

個信號維中的每一個獲得乘積。這些乘積中的至少一個是無理數。所述程序包括指令，用于通過恒定包絡波形在第n個符號間隔中發射每個所述乘積，所述恒定包絡波形在

維上具有連續相位調制。
根據本發明的另外的示例性實施例是一種用于提供多維連續相位調制波形的裝置。所述裝置包括用于選擇基向量空間

的裝置。所述裝置還具有用于將所述基向量空間v的元素乘以集合

的信息符號λi，m以便為

個信號維中的每一個獲得乘積的裝置。這些乘積中的至少一個是無理數。所述裝置具有用于通過恒定包絡波形在第n個符號間隔中發射每個所述乘積的裝置，所述恒定包絡波形在

維上具有連續相位調制。
在特定的示例性實施例中，用于選擇的裝置和用于相乘的裝置包括處理器；并且用于發射的裝置包括發射機。



在附圖中 圖1A和1B示出了使用CPE和MM在調制指數h＝K/P的情況下發射M元CPM方案(圖1A)，以及M元CPM方案與模M的整數環上的外部卷積編碼器的組合(圖1B)； 圖2是根據本發明的示例性實施例的裝置的簡化框圖，該裝置包括根據多維CPM教導進行操作的調制器； 圖3是部分以框圖的形式圖示了包括多維CPM調制器的廣義發射機的示例性電路圖； 圖4是部分以框圖的形式圖示了包括多維CPM解調器的廣義接收機的示例性電路圖； 圖5示出了多維CPM相對于常規CPM和BPSK/QPSK/16-QAM的互信息率(mutual information rate)的比較； 圖6示出了常規CPM(h＝1)以及多維CPM(h＝1)的功率譜的比較； 圖7示出了常規CPM(h＝1/4)以及多維CPM(h＝1/4)的功率譜的比較； 圖8示出了常規CPM(h＝1/2)以及多維CPM(h＝1/2)的功率譜的比較； 圖9示出了常規CPM(h＝1/3)以及多維CPM(h＝1/3)的功率譜的比較； 圖10示出了對于L＝2，升余弦頻率脈沖成形，h＝1/2的常規二進制CPM以及四進制CPM(M＝2相對于M＝4)的頻譜的比較； 圖11是廣義相位狀態轉移圖，其指示了隨時間而變的狀態轉移以及在每個時刻的相位狀態的最大數目； 圖12是示出了用于描述對于而言隨時間而變以及隨調制指數而變的多維CPM所需的相位狀態數的示圖； 圖13圖示了當h＝1/2時(連續)相位狀態空間的軌跡； 圖14圖示了在500個符號間隔上的多維CPM的累積相位； 圖15根據本發明的示例性實施例示出了使用相位響應脈沖成形在500個符號間隔上的多維CPM的累積相位； 圖16示出了在500個符號間隔上的多維CPM的累積相位； 圖17根據本發明的實施例圖示了使用相位響應脈沖成形在500個符號間隔上的多維CPM的累積相位； 圖18圖示了在500個符號間隔上的多維CPM的累積相位； 圖19示出了在500個符號間隔上的多維CPM的累積相位； 圖20呈現了標度相位響應函數以達到所期望的最終值的例子，其中所得到的函數既平滑又連續； 圖21是部分以框圖的形式圖示了根據本發明的實施例的廣義發射機的示例性電路圖，其中廣義發射機包括使用特殊的數據相關的尾部符號(data-dependent tail symbol)的多維CPM調制器； 圖22是實現了對于h＝K/P的多維CPM的廣義傾斜相位分解的電路的框圖； 圖23是圖示了在多維CPM信號的累積相位的常規(C)定義與使用傾斜相位分解(TPD)的累積相位狀態的總數目之間的比較的示圖； 圖24是圖示了多維CPM方案與在模M的整數環上的外部CE的組合的電路框圖，其中CE和CPE這二者的輸入和輸出都是M元的(對于該特定信號維數來說由適當的基進行加權)；以及 圖25圖示了根據本發明的實施例的方法的流程圖。

具體實施例方式 本發明的示例性實施例提供了一種多維CPM裝置和方法。
根據本發明的示例性實施例克服了上述問題之一(例如，在常規CPM中，符號被限制于整數集，并且調制指數被限制成有理數)，以便將CPM一般化成更寬泛的信令類別。
如上所述，將CPM設計成具有更高頻譜效率的常規方法約束了符號星座圖和調制指數。然而，使用本發明的示例性實施例使得符號星座圖開放到具有大得多的基數的集合(通過還包括了有理數和無理數)。我們可以使用優化技術，以便找到這樣的符號星座圖，即相比于發明人已知的常規方法，該符號星座圖實現了新穎的CPM波形并且或者對其特征進行改進。
現在描述的是一種用于設計更具頻譜效率的CPM裝置和波形的方法。示例性實施例(可以被一般地歸類為多維CPM)具有常規CPM的連續相位和恒定包絡特性，以便使得功率譜被很好地定義。然而，在此所描述的本發明方法的一個顯著方面(用于明確地將其與發明人已知的常規CPM方法區分開來)在于考慮這樣的星座圖，即這些星座圖被構造于向量空間中，或者作為與代數數域(algebraic number field)相關聯的點陣(lattices)。因此，所發射的信息符號(假設在實線(real line)上的值)并不一定局限于整數或有理數。
實際上來說，向量空間構造暗示我們定義N維向量基v＝[v1 Λ vN](這可以根據N維點陣的基的元素來定義)，并且然后使用所定義的向量基，以便在每個符號間隔期間，在所發射的波形的相位中發送N個信息符號

(下面描述了其細節)。盡管這些信息符號本身仍然可以從常規的整數值符號星座圖得到，然而，從實點陣得到的向量基的元素可以是有理數或無理數。因此，有效發射的信息符號(其被分別定義為向量基元素與實際信息符號的乘積)，{vnλi，n}n＝1N，可以是有理數或無理數。
常規CPM被用于每間隔發送一個信息符號，相對于可以發送復數符號或者可以在相同的時間段上采用幅度和相位調制的其它調制方法，這限制了其頻譜效率。雖然用于增加其效率的CPM波形的幅度調制是一種備選方案，但是在此并沒有進一步考慮這種方法，因為所期望的目的是保持CPM波形的恒定包絡特性，以便其可以在不使波形的信息承載部分失真的情況下與具有成本效益的非線性功率放大器一起使用。本發明的示例性實施例通過以下方式來解決這一問題定義能夠在每個傳輸間隔期間發射多維信息符號的恒定包絡連續相位信號。因而，本發明的示例性實施例將CPM一般化成更寬泛的信令類別，其能夠以恒定幅度、連續相位格式在每個符號間隔發送超過一個的信息符號。
通過移除已經施加在CPM上的經典限制中的一些，提供了一種裝置，由此獲得更為穩健的CPM信號設計，相比于常規CPM，這已經增強了頻譜容度(containment)、更高的容量以及更低的攔截可能性。因而，使得我們能夠基于多個性能準則來優化多維CPM。
現在描述的是新提出的一類恒定包絡的連續相位信號，這些信號將其調制符號構造為向量空間中較高維度的調制或者與代數域相關聯的點陣。
代數域移除了與使用常規的復星座圖(例如M-QAM)相關聯的一些限制，其并不明確地適合CPM信號模型。在其它情況下已經提出了實的基于點陣的星座圖(real lattice-based constellations)，作為具有頻譜效率的備選方案用于在瑞利衰落信道上傳輸。在接下來的描述中，它們被用作設計針對常規M元CPM的一類更具頻譜效率的備選方案的機制。
常規CPM使用M元符號星座圖，其中從實整數集{-(M-1)，...-1，1，...，(M-1)}獲得該符號集。通過定義，M＝2K，并且K是整數。由于信息符號被編碼到所發射的信號的相位中，因此它們被限于實線(否則將失去恒定包絡特性)。
多維CPM 現在提供對多維CPM信令的詳細描述。盡管公式是針對單h多維CPM提供的，然而應當注意，本發明的示例性實施例也應用于多h對應物。
通常將多維CPM波形的復數基帶等效定義為 s(t，λ)＝ejφ(t，λ)，(6) λ表示多維信息序列。假設在時間t＝0開始發射，那么在第n個符號間隔上，攜帶信息的相位(information carrying phase)可以被表示為 其中

是攜帶信息的基向量(information-carryingbasic vector)，并且λi，m是在每個信號維上攜帶的

元信息符號。因此，這里應當注意，

-多維CPM調制被用作M元CPM的備選方案，因為這二者都可以在每個符號間隔期間攜帶相同數目的信息符號
相位響應函數全都滿足廣義約束 而更常規的方法將假設qm(t)＝1/2。L表示發射波形的記憶長度。
多維CPM被設想用于與上行鏈路傳輸一起備選使用，其中，使用較少成本、功率高效的非線性功率放大可以用于幫助增加電池壽命。該布置將解調和解碼的責任置于基站，并且其有益于可能對DL使用OFDM以及對UL使用多維CPM的網絡。
幾種觀察是相關的。首先，不同于分派最終值q(LT)＝1/2的常規CPM，該廣義公式對相位響應并沒有這樣的限制。如下面所闡明的，該特征在控制多維CPM波形的狀態空間上提供了更大的靈活性。
其次，對基向量v的僅有限制在于它由實元素組成。因此，該模型在相位變元(phase argument)中無條件地包括有理數和無理數。因此，在每維上發送的有效信息符號是λi，mvm，其可以是無理數。
在(8)中的約束導致了以下分別給出的就部分響應分量和廣義累積相位項θn而言對于(8)中的相位函數的等效表示 在第n個符號間隔上，多維CPM完全由以下內容來描述相位響應函數的集合


個當前輸入符號
相關狀態向量(correlative state vector)(其描述了在每個信號維上的

個過去的信息符號)
以及累積相位項θn(其累積了來自過去的符號的貢獻)，如(9)中所定義的。
作為例子，考慮2元多維CPM構造(M＝4)，其中并且信息符號λi∈{-1，+1}是二進制的。在這種情況下，有效信息符號集合由

給出，其包括兩個無理元素。
多維CPM的累積相位項被定義為 累積相位項的特性取決于所選擇的向量基v以及對于每個信號維的相位響應函數的最終值qm(LT)。在先前的例子中，當λi∈{-1，+1}并且q1(LT)＝q2(LT)＝1/2時，則 作為第二例子，現在考慮λi∈{-1，+1}并且qm(LT)＝0的情況。于是，θn＝0并且狀態空間僅具有一個成員。因而，累積相位項是這樣的參數，即該參數的特征可以通過在此公開的新穎的信號模型的靈活性來形成。
已經提供了這些例子來說明由于生成多維CPM波形而可以導致的信號特征的多樣性。可以探究該多樣性，以便將狀態空間設計成具有所期望的特性。
現在提供依照本發明的示例性實施例的多維CPM與其它較為常規的信令格式之間在兩個關鍵領域中的比較，這兩個關鍵領域是互信息率和頻譜占用率。
互信息率(按照每信道使用的比特(bits per channel use)來測量)是在使用諸如16-QAM或BPSK這樣的特定調制方案的約束下的理論信道容量。互信息率由香農容量(Shannon capacity)來限定上界，其量化了在所有調制格式上的最大可能信道容量(例如，無約束容量)。
為了在數值上研究多維CPM的優點，已經運行了Monte Carlo(蒙特卡洛)仿真，以便計算其在離散無記憶信道中的理論互信息率。另外，已經使用Monte Carlo仿真技術將BPSK、QPSK、(矩形)16-QAM和常規CPM的互信息率計算為信噪比(Es/E0)的函數。
圖5含有對于多維CPM(當h＝1、L＝2、和升余弦頻率脈沖成形)與常規CPM(當h＝1、L＝2、M＝4并且使用升余弦頻率脈沖成形時)的互信息率的直接比較。此外還示出了BPSK、QPSK和矩形16-QAM的互信息率作為信噪比的函數。如該圖中所清晰易見的，在-10dB至10dB范圍中的信噪比上，多維CPM波形具有所示出的所有信號中的最高互信息率，這意味著該調制格式在其正在比較的所有其它調制格式中具有最高的約束容量。
已經通過對多維CPM和常規CPM的自相關的分析計算而研究了頻譜占用率。一旦被計算出，自相關便經由離散傅立葉變換運算被變換到頻域中，并且用于數值估計理論頻譜。在圖6中，示出了多維CPM對于(1)h＝1、L＝2、(2)在升余弦頻率脈沖成形情況下的h＝1、L＝2、和和(3)常規CPM(其中h＝1、L＝2、M＝4并且使用升余弦頻率脈沖成形)的頻譜的比較。圖6清楚地示出了多維CPM波形相比于常規CPM具有更好的頻譜占用率。另外，出現在常規CPM頻譜中的譜線(spectral line)并不存在于多維CPM，這意味著，至少對于所示出的情況來說，多維CPM表現出優越的頻譜效率。
圖7至圖9中也示出了對于各種多維CPM和常規CPM信令格式的頻譜占用率比較。在這些圖中的頻譜都表明相比于常規CPM，多維CPM具有更緊湊的頻譜占用率，這使得對于多維CPM來說，符合頻譜屏蔽(spectral mask)成為了更簡單的任務。
圖7示出了對于常規CPM(M＝4、L＝2、升余弦頻率脈沖成形、h＝1/4)與多維CPM(M＝4、L＝2、h＝1/4、升余弦、和的功率譜的比較。圖8示出了對于常規CPM(M＝4、L＝2、升余弦頻率脈沖成形、h＝1/2)與多維CPM(M＝4、L＝2、h＝1/2、升余弦、和的功率譜的比較。圖9示出了對于常規CPM(M＝4、L＝2、升余弦頻率脈沖成形、h＝1/3)與多維CPM(M＝4、L＝2、h＝1/3、升余弦、和的功率譜的比較。
圖10示出了對于h＝1/2和L＝2(升余弦頻率脈沖成形)的二進制CPM相對于四進制CPM的頻譜的比較。圖10強調了以下事實通過增加調制階數(例如，通過增加調制中的電平數)，我們可以改進CPM信號的頻譜特性。因此，如果2元多維CPM相比于4元(四進制)常規CPM具有更窄的頻譜，那么其也具有比常規二進制CPM更窄的頻譜。包括在這類二進制CPM波形中的一種重要波形是GMSK，其被用于GSM標準中。因此，正確地設計多維CPM波形所得到的信號相比于相應的二進制或四進制CPM波形來說具有更窄的主瓣和更低的旁瓣。
基于前述描述，應當理解，對根據本發明的示例性實施例的多維CPM波形的使用提供了在通信信號分類的至少三個主要領域中的改進。
頻譜容度可以選擇向量基和相位響應函數，以便最大化發射波形的頻譜特性。這可以轉換成相對于常規CPM來說更窄的主瓣、更低的旁瓣或者不存在譜線。
頻譜效率可以選擇向量基和相位響應函數，以便最大化每信道使用的比特數(例如，約束容量)。
較低的攔截可能性所增加的信號的復雜性降低了竊聽者可以解碼或中斷信號傳輸的可能性。
參照圖2，示出了包括有耦合到根據本發明的示例性實施例進行操作的M維CPM調制器14的信息源12的裝置(例如，用戶設備或用戶裝置(UE)10)的簡化框圖。該M-D CPM調制器14的輸出耦合到放大器，例如高效非線性放大器16，而該放大器又具有耦合到天線18的輸出。天線18向信道發射所產生的M-D CPM波形19作為恒定包絡連續相位信號(其能夠在每個傳輸間隔期間傳送多維信息符號)。也就是說，所產生的M-D CPM波形19是能夠以恒定幅度、連續相位格式在每個符號間隔發送超過一個信息符號的波形。M-D CPM調制器14生成調制符號，作為向量空間中的較高維的調制，或者作為與代數域相關聯的點陣。
所發射的M-D CPM波形19可以被基站(未示出)接收，在基站中其被解調以便檢索從信息源12輸出的信息。該信息可以被表示為對諸如語音這樣的聲信號進行編碼的數據，或者其可以是諸如用戶數據和/或信令數據的數據。
在根據本發明的實施例中，M-D CPM波形19是一種這樣的波形，即在其中，根據對以下作為兩個非限制性例子的使用來減小相位狀態空間a)特殊的數據相關的尾部符號，以迫使相位狀態在預先指定的間隔返回預定的(例如，零)(累積)相位狀態；或者b)相位響應函數的脈沖成形，以迫使相位狀態是時不變的。
在示例性實施例中，M-D CPM調制器14可以具體體現在諸如基站這樣的網絡節點或組件中。
圖3是部分以框圖形式的示例性電路圖，其較為詳細地圖示了包括圖2的多維CPM調制器14的廣義發射機。
圖4是部分以框圖形式的示例性電路圖，其進一步根據本發明的示例性實施例圖示了包括用于從CPM調制器14接收M-D CPM波形19的多維CPM解調器30的廣義接收機。
一般而言，UE 10的各種實施例可以包括，但不限于，蜂窩電話、具有無線通信能力的個人數字助理(PDA)、具有無線通信能力的便攜式計算機、具有無線通信能力的諸如數字照相機這樣的圖像捕獲設備、具有無線通信能力的游戲設備、具有無線通信能力的音樂存儲和回放裝置、允許無線因特網訪問和瀏覽的因特網裝置，以及并入了這樣的功能的組合的便攜式單元或終端。
本發明的示例性實施例可以完全或部分通過可由UE 10的數據處理器(DP)20執行的計算機軟件、或通過硬件、或者通過軟件和硬件的組合來實現。當至少部分地以軟件來實現的時候，可以理解，耦合到DP 20的將是存儲器(MEM)22，其存儲了含有程序指令22A的計算機程序產品。程序指令22A的執行導致實現根據本發明的示例性實施例的至少一種方法的操作。
根據本發明的示例性實施例是一種方法，其包括考慮諸如被定義為s(t，λ)＝ejφ(t，λ)的多維CPM波形的復數基帶等效，其中λ表示多維信息序列，并且假設傳輸在時間t＝0開始，那么在第n個符號間隔上，攜帶信息的相位可以被表示為其中

是攜帶信息的基向量，并且λi，m是在每個信號維上攜帶的

元信息符號，其中并且其中hi表示調制指數，其可以是單電平或多電平調制指數。
該方法如在前面的段落中一樣，其中

-多維CPM調制是對M元CPM的替換。
在如前面段落中的其中相位響應函數滿足廣義約束的方法中 其中，這些約束就分別由以下給出的部分響應分量和廣義累積相位項θn而言產生了相位函數的等效表示 在如前面段落的方法中，并且在第n個符號間隔上，多維CPM完全由以下內容來描述相位響應函數的集合


個當前輸入符號

相關狀態向量(其描述了在每個信號維上的

個過去的信息符號)

以及累積相位項θn。
根據本發明的示例性實施例的計算機程序產品包括存儲在計算機可讀介質中的計算機可執行指令，對其執行所導致的操作包括考慮被定義為s(t，λ)＝ejφ(t，λ)的多維CPM波形的復數基帶等效，其中λ表示多維信息序列，并且假設傳輸在時間t＝0開始，那么在第n個符號間隔上，攜帶信息的相位可以被表示為其中

是攜帶信息的基向量，并且λi，m是在每個信號維上攜帶的

元信息符號，其中并且其中hi表示調制指數，其可以是單電平或多電平調制指數。
計算機程序產品如在前面的段落一樣，其中

-多維CPM調制是對M元CPM的替換。
在如前面段落中的計算機程序產品中，相位響應函數全都滿足廣義約束 其中，這些約束就分別由以下給出的部分響應分量和廣義累積相位項θn而言產生了相位函數的等效表示 在如前面段落的計算機程序產品中，并且在第n個符號間隔上，多維CPM完全由以下內容來描述相位響應函數的集合


個當前輸入符號

相關狀態向量(其描述了在每個信號維上的

個過去的信息符號)

以及累積相位項θn。
根據本發明的示例性實施例的多維CPM調制器包括用于生成被定義為s(t，λ)＝ejφ(t，λ)的多維CPM波形的電路，其中λ表示多維信息序列，并且假設傳輸在時間t＝0開始，那么在第n個符號間隔上，攜帶信息的相位可以被表示為其中

是攜帶信息的基向量，并且λi，m是在每個信號維上攜帶的

元信息符號，其中并且其中hi表示調制指數，其可以是單電平或多電平調制指數。
多維CPM調制器如在前面的段落中一樣，其中

-多維CPM調制是對M元CPM的替換。
在如前面段落的多維CPM調制器中，相位響應函數全都滿足廣義約束 其中，這些約束就分別由以下給出的部分響應分量和廣義累積相位項θn而言產生了相位函數的等效表示 在如前面段落的多維CPM調制器中，并且在第n個符號間隔上，多維CPM完全由以下內容來描述相位響應函數的集合


個當前輸入符號

相關狀態向量(其描述了在每個信號維上的

個過去的信息符號)

以及累積相位項θn。
如上的多維CPM調制器體現在移動通信設備中。
如上的多維CPM調制器體現為移動通信設備中的發射機的一部分。
如上的多維CPM調制器至少體現在集成電路中的一部分中。
在一些示例性實施例中，M-D CPM調制器可以體現在諸如基站這樣的網絡節點或組件中。
因而已經提供了對多維CPM的概述，現在描述根據本發明的示例性實施例用于減小多維CPM的相位狀態空間的技術。
首先注意到，對于多維CPM的狀態空間描述完全在下面的向量中獲得 sn＝[θn，σn].(14) 相關狀態向量可假設的所有可能值的集合是時不變的，因為調制字母表(modulation alphabet)總是相同的。然而，累積相位項從中取得其值的集合通常是時變的。累積相位狀態的該特性使得多維CPM有別于常規CPM，并且該特性如下文較為詳細討論的而被采用。
可以示出多維CPM的累積相位項，其通常屬于基數隨時間變化的集合。這暗示狀態空間s＝[θn，σn]是可以在第n個符號間隔上采取ΘnML-1個不同值的向量，其中Θn表示累積相位可以在區間nT≤t＜(n+T)T上假設的可能值的數目。對于常規CPM來說，Θn＝P。
如將要描述的，本發明的示例性實施例提供了新穎的編碼技術，該技術減小了多維CPM的相位狀態空間的大小，從而使得所產生的波形具有與常規CPM相當的復雜度。
對多維CPM的數值研究已經表明，在初始過渡周期(transient period)之后，在時間t處(其中nT≤t≤(n+1)T)可能的多維CPM相位狀態的數目差不多近似為 Θn≈2nP.(15) 作為例子，我們可以檢查對于M＝4，λn，i＝±1的相位狀態空間的一般特性。在不失一般性的情況下，假設v1＝1，并且基向量v＝[1，v2]。我們還可以進行(常規)假設q1(t)＝q2(t)＝1/2。因此，多維CPM波形的累積相位可以記為 假設相位狀態從零狀態開始θ0＝0，在轉移時間到達下一狀態(n＝1)，對于相位狀態來說存在四個可能值，其對應于累積相位的四個可能的輸入[1+v2 1-v2 -1+v2 -1-v2]。然后這四種狀態可以在n＝2轉移到最大值十一個狀態。最后，那十一個狀態可以在n＝3轉移到最大可能的二十個狀態。在圖11中圖示了這些狀態轉移。注意到，圖11僅簡單示出了從時間n＝0到n＝3的可能的狀態。
應當注意有關本說明書的幾點。首先，由于輸入符號的對稱性以及v1＝1的事實，因此隨著時間的演進，狀態的數目線性(而不是指數)增加，如(15)中所示。這一點在圖12中進一步被強調，圖12示出了對于以下情況的累積相位狀態空間的基數的增長率v＝[1，v2]、λn，i＝±1以及h＝1、1/2、1/3和1/4。
應當注意的第二點是在每個時間，圖11中所示出的相位狀態的數目都表示可能的相位狀態的最大數目，因為有可能當取模2π時，(取決于調制指數的值)一些相位狀態可以是等效的。例如，在時間n＝2，將θ＝{0，2πh，-2πh}列為三個可能的相位狀態。然而，如果h＝1，那么它們實際上表示單位圓上的相同點。因此，所示出的相位狀態的數目實際上是關于可能的相位狀態的數目的上界。
為了降低接收機的復雜度，本發明的示例性實施例提供了一種迫使多維CPM的相位狀態具有與常規CPM相當的基數的機制。例如，這可以通過使用本發明的示例性實施例來實現，如下所述。
第一實施例采用對于特殊的數據相關的尾部符號的使用，以迫使相位狀態在預先指定的間隔處返回到零(累積)相位狀態。對該實施例的使用使得我們能夠在特定的時間窗上限制可能的累積相位狀態的數目。
進一步的實施例采用對于相位響應函數的脈沖成形的使用，以迫使相位狀態成為時不變的。
這兩個實施例都是可以在發射機處使用的低復雜度技術，以便控制接收機處的多維CPM波形的復雜度。
現在進一步描述數據相關的編碼方案的示例性實施例，可以利用該編碼方案來在有限的傳輸符號塊上限制多維CPM狀態空間的大小。在下面的場景中，假設每個多維CPM傳輸塊都被用于傳輸總計N個信息符號，在接收機處對這些信息符號進行塊解調(block-demodulated)。
數據相關的尾部符號 假設λN是在N個符號長度的塊上傳輸的多維信息序列。在這種情況下，發射機可以使用數據相關的尾部符號，以便迫使累積相位在每個傳輸塊的尾端返回到零狀態(或者返回到某個其它的指定狀態)。
假設傳輸在時間t＝0開始，則在第n個符號間隔開始處的累積相位被定義為 如果我們將傳輸塊中的第(N-L)個輸入符號定義為N-L個先前的信息符號的累積總和 那么以下給出了在第N個符號間隔開始處(其與下一傳輸塊的開始一致)的累積相位項 如可以被理解的，特殊的尾部符號可能必須屬于調制字母表的擴展域(extension field)。
通常，使用這樣的實施例，在每個符號間隔上有1/N信息丟失。然而，對于v1＝1的特殊情況來說，則僅需要使用該特殊的尾部符號，以便沖刷(flush)

個其它信號維，因為第一維表現類似常規CPM波形，其累積相位狀態是時不變的。對于后者的情況來說，我們可以使用特殊的尾部符號來沖刷這

個其它信號維。這意味著N-符號塊(其攜帶

個符號)的信息率將等于
作為簡單的例子，考慮以下情況在每發射100個符號之后，要求相位狀態返回到零累積相位狀態。通過使用特殊的尾部符號，我們可以獲得如圖13中所示的累積相位狀態軌跡。注意到，在圖13中，示出了除了在n＝100、200、300、400、500之外的連續累積相位，圖中示出的是其模2π等效(以便強調累積相位狀態在預定間隔處正在返回到零的事實)。該例子清楚地示出了通過在每個數據塊內簡單地引入特殊的數據相關的符號，我們可以將可能的累積相位狀態的最大數目限制成所期望的數目。
相位響應函數成形 根據以上簡要討論的示例性實施例，可以迫使累積相位項表現得就像其在常規CPM中一樣。考慮累積相位項的廣義表達式 在廣義多維CPM方案中，基向量被限制成假設了在實線上的值。因此，其還可以含有無理元素，這引起時變的相位狀態響應。然而，具有時變相位狀態空間的問題可以通過以這樣的方式定義qm(LT)來回避，即在該方式下，乘積vmqm(LT)為有理數。因而，我們可以潛在地定義qm(LT)＝vm，其中選擇vm從而使得乘積vm·vm＝1/2，其是有理數。(1/2的標度使得我們能夠與常規CPM進行某些直接的比較)。
作為簡單但具有說明性的例子，令在這種情況下，我們可以定義或來滿足該約束。那么 現在，累積相位可以假設在每個符號間隔中的P個值中的一個(其中h＝K/P)，并且其狀態空間具有與常規CPM波形剛好相同的特征。現在提供幾個說明性的例子。
在圖14中示出了作為單位圓上的連接點的500個符號間隔上的多維CPM波形的相位狀態的累進(progression)。對于該波形來說，我們可以選擇

h＝1/4、q1(LT)＝1/2、q2(LT)＝1/2。如圖14的示圖所表明的，累積相位狀態的數目在500符號窗口上可以非常大。然而，在圖15中，示出了引入特殊的相位響應脈沖成形以及使用信號參數

q1(LT)＝1/2、h＝1/4的影響。如可以看出的，所產生的累積相位僅假設了圍繞單位圓的四個值，這剛好與使用h＝1/4的常規CPM波形的屬性相同。
圖16中示出了另外的例子，其中用于多維CPM波形的信號參數被給出為
如在先前的情況下，我們可以觀察到多維CPM的累積相位可以呈現隨時間演進的大量的值。然而，圖17示出了將相位響應脈沖成形應用于該波形的影響。在圖17中，我們可以使用

q1(LT)＝1/2，h＝1/8。現在，累積相位狀態的數目等于八，其與使用相同調制指數的常規CPM相當。
圖18中示出了進一步的例子，其中多維CPM參數被給出為

h＝2/5，q1(LT)＝1/2，q2(LT)＝1/2。相位狀態的數目是大的。然而，在應用了相位響應脈沖成形以及使用了信號參數

h＝2/5，q1(LT)＝1/2，之后，我們發現在500個符號間隔上的相位狀態的數目等于五，其與使用h＝2/5的常規CPM波形的相位狀態的數目相等(參見圖19)。
這三個非限制性例子用于說明對本發明的該實施例的利用以及通過應用該實施例可以獲得的優點，從而降低狀態空間復雜度，轉而降低解調復雜度。
現在描述用于確定滿足以下兩個約束的適當的平滑連續的相位響應函數的集合的示例性技術 m＝1，…，M.(21) 有很多可能性來找到這樣的函數的適當集合。從說明性的觀點來看(盡管不一定是最優的)，有用的一種直觀方法是定義具有以下形式的用于每個信號維的平滑分段連續函數 其中 現在考慮對于L＝4和向量基的例子。由于v1＝1，因此在第一維上使用的相位脈沖可以被常規地定義。然而，在第二維上使用的相位脈沖可以被定義為 其是升余弦型模型。該波形在圖20中說明。
圖21是部分地以框圖形式圖示了廣義發射機的示例性電路圖，根據本發明的示例性實施例，該廣義發射機包括使用特殊的數據相關的尾部符號的多維CPM調制器14′。
注意到，圖3中所示出的多維CPM調制器14的實施例可以被視為也是對本發明的該實施例的描述，該實施例采用了對相位響應函數的脈沖成形的使用，以迫使相位狀態為時不變的。
所發射的M-D CPM 19波形可以被基站(未示出)接收，在基站中其被解調以便檢索從信息源12輸出的信息。該信息可以被表示為對諸如語音這樣的聲信號進行編碼的數據，或者其可以是諸如用戶數據和/或信令數據的數據。
在其它示例性實施例中，M-D CPM調制器14可以體現在諸如基站這樣的網絡節點或組件中。
如應當認識到的，對本發明的示例性實施例的使用使得能夠將用于解調M-D CPM波形所需要的網格狀態(trellis states)的數目從T＝ΘnML-1(其中Θn＝2nP)降低到恒定值T＝PML-1。這代表在發射機設備10處以低實現成本顯著降低了解調復雜度。
對于無理信息基(irrational information basis)的使用允許在傳輸波形設計上的附加的靈活性(這在常規CPM中不可獲得)。該附加的靈活性可以用于優化波形的頻譜特征，以便其具有比常規CPM更好的頻譜容度。可以使用各種優化方法來確定可以與多維CPM波形一起使用的最優相位響應函數。
當M-D CPM傳輸塊足夠長的時候，使用數據相關的尾部符號降低了信息率，然而，僅降低了不太明顯的因子。因而，可以理解，在稍微降低性能的代價下，可以使用簡單的操作來控制累積相位狀態空間。例如，一種方法包括考慮如下定義的多維CPM波形的復數基帶等效 s(t，λ)＝ejφ(t，λ)， 其中λ表示多維信息序列，并且假設傳輸在時間t＝0開始，那么在第n個符號間隔上，攜帶信息的相位可以被表示為其中

是攜帶信息的基向量，并且λi，m是在每個信號維上攜帶的

元信息符號，其中

-多維CPM調制可以被采用作為對M元CPM的替換。
在M-D CPM方法中，相位響應函數全都滿足廣義約束 這些約束就分別由以下給出的部分響應分量和廣義累積相位項θn而言產生了相位函數的等效表示 在第n個符號間隔上，多維CPM完全由以下內容來描述相位響應函數的集合


個當前輸入符號

相關狀態向量(其描述了在每個信號維上的

個過去的信息符號)

以及累積相位項θn。
根據本發明的示例性實施例，在其一個方面中，一種方法包括定義數據相關的尾部符號，以減小M-D CPM波形的相位狀態空間，其中，對于傳輸塊中的第(N-L)個輸入符號可以被表示為N-L個先前的信息符號的累積總和的情況來說，下面給出了在第N個符號間隔開始處(其與下一傳輸塊的開始一致)的累積相位項 進一步依照本發明的示例性實施例，在其另一方面中，一種方法包括使用相位響應函數成形來減小M-D CPM波形的相位狀態空間，其中可以給出累積相位項的一般表達式 通過進一步包括以下步驟的方法可以避免存在時變的相位狀態空間按照乘積vmqm(LT)是有理數這樣的方式來定義qm(LT)，并且由此定義qm(LT)＝vm，其中選擇vm從而使得乘積vm·vm＝1/2，其是有理數。
根據本發明的示例性實施例的計算機程序產品包括存儲在計算機可讀介質中的計算機可執行指令，對其執行導致包括以下的操作定義數據相關的尾部符號，以減小M-D CPM波形的相位狀態空間，其中，對于傳輸塊中的第(N-L)個輸入符號可以被表示為N-L個先前的信息符號的累積總和的情況來說，下面給出了在第N個符號間隔開始處(其與下一傳輸塊的開始一致)的累積相位項 根據本發明的示例性實施例的計算機程序產品包括存儲在計算機可讀介質中的計算機可執行指令，對其執行導致包括以下操作使用相位響應函數成形來減小M-D CPM波形的相位狀態空間，其中可以給出累積相位項的一般表達式 通過包括以下內容的操作可以避免存在時變的相位狀態空間按照乘積vmqm(LT)是有理數這樣的方式來定義qm(LT)，并且由此定義qm(LT)＝vm，其中選擇vm從而使得乘積vm·vm＝1/2，其是有理數。
根據本發明的示例性實施例的多維CPM調制器包括這樣的電路，該電路用于生成多維CPM波形，并定義數據相關的尾部符號以減小M-DCPM波形的相位狀態空間，其中，對于傳輸塊中的第(N-L)個輸入符號可以被表示為N-L個先前的信息符號的累積總和的情況來說，下面給出了在第N個符號間隔開始處(其與下一傳輸塊的開始一致)的累積相位項 進一步根據本發明的示例性實施例，一種多維CPM調制器包括電路，用于生成多維CPM波形，以及使用相位響應函數成形來減小M-D CPM波形的相位狀態空間，其中可以給出累積相位項的一般表達式 通過以下電路可以避免存在時變的相位狀態空間，即該電路進一步按照乘積vmqm(LT)是有理數這樣的方式來定義qm(LT)，并且由此定義qm(LT)＝vm，其中選擇vm從而使得乘積vm·vm＝1/2，其是有理數。
如上的多維CPM調制器體現在移動通信設備中。
如上的多維CPM調制器體現為移動通信設備中的發射機的一部分。
如上的多維CPM調制器至少體現在集成電路中的一部分中。
現在描述用于降低使用環形卷積碼(ring convolutional codes)來發射編碼的多維CPM信號所需要的復雜度的技術。如下面將顯而易見的，本發明的示例性實施例采用了Rimoldi對于常規CPM的傾斜相位研究的非平凡擴展(non-trivial extension)(要注意，Rimoldi的結果并不直接可應用于多維CPM)。
在其最一般的形式中，多維CPM的特征在于相位狀態空間具有隨時間增長的基數。這是由于累積相位項的定義而出現的，其可以被表示為 作為非限制性例子，考慮λi，m∈{-1，+1}(對于m＝1，2)以及

然后，給出累積相位 如果我們假設相位狀態從零狀態開始θ0＝0，則圖12中圖示了隨時間而變的可能的累積相位狀態的總數目，并且清楚地示出了對于多維CPM的相位狀態空間描述的基數如何隨時間增加。相位狀態空間的大小確定了完整描述多維CPM波形所需要的復雜度。
如下面詳細描述的，對本發明的示例性實施例的使用使得以因子2減少了多維CPM的狀態空間的基數，其還降低了在多維CPM波形的接收機處最優檢測器所需的復雜度。
如下面詳細描述的，本發明的示例性實施例提供了一種對于常規CPM信號的Rimoldi傾斜相位分解的非平凡擴展，并且進一步提供了一種減小多維CPM波形的網格大小(并且因而降低了解碼復雜度)的替換信號表示。本發明的示例性實施例可以用于使用環形卷積碼來生成經編碼的多維CPM。
在接下來的理論發展中表明使用一排連續相位編碼器(CPE)(其后面是無記憶調制器)可以生成多維CPM。
在接下來的理論發展中進一步表明廣義傾斜相位分解減少了描述信號所需的信號狀態的數目，并且提供了對波形進行編碼和解碼的關鍵理解。
根據本發明的示例性實施例的發射機可以用于簡化與多維CPM一起使用的級聯編碼方案的設計。級聯的多維CPM是新的研究領域，并且代表了超越當前技術狀態(其僅考慮了常規CPM的級聯卷積編碼)的顯著發展。
如上述關于等式(7)和(10)所討論的，考慮廣義多維CPM波形，其攜帶信息的相位函數可以被表示為 t＝nT+τ；0≤τ＜T.(26) 在(26)中，T表示符號間隔，并且h是實數值的調制指數。該一般公式向每個信令維分派了平滑的連續的相位波形qm(t)，并且定義了具有元素

的實的攜帶信息的基向量。信息符號λi，m是

元的，例如，并且相位響應函數全都滿足兩個廣義條件，對于 在(26)中的廣義描述可以建議出許多信令方案，為此我們提供了用于開發廣義傾斜相位分解方法的統一框架。該共同方法指定了連續相位編碼器的廣義結構，其可以用于更容易理解它可以如何被修改或與其它編碼器進行組合。
該推導開始于B.Rimoldi的“A decomposition approach to CPM”，IEEE Trans.On Information Theory，vol.34，no.2，March 1998，pp.260-270中的等式8的非平凡廣義化，以便獲得隨物理相位φ(t，λ)而變的多維CPM的所謂傾斜相位ψ(t，λ)的相稱的表達式 在(28)中的表達式實際上將物理相位中的最低相位軌跡用作新的相位參考，這導致軸的“傾斜”。在Rimoldi的闡述中表明這導致用于任何常規定義的單hCPM信號的時不變相位網格。
現在，在將(28)擴展到其組成項中之后，我們可以看出，該廣義傾斜相位可以被記為以下兩個數據相關項和一個數據無關項的總和 替換t＝nT+τ，其中0≤τ＜T，并且n＝0，1，2，...，得到 令 作為經修改的數據序列，其在集合

上取得其值。將(31)替換到(30)中，我們得到 其進一步簡化成 在進一步簡單處理之后，我們可以獲得廣義傾斜相位的最終表達式，其被給出為 在每個符號間隔期間，存在數據無關的貢獻，這僅取決于經轉換的時間變量τ＝t-nT。數據無關的貢獻被給出為 取模2π，則廣義物理傾斜相位項變為 利用該信號表示，廣義多維CPM波形完全由其經修改的數據符號的相關狀態向量來描述，
其相位狀態 并且

個當前(經修改的)輸入符號
根據該討論，可以變得顯而易見的是，多維CPM調制器可以由后接MM的CPE來表示，其中CPE確定CPM調制器的網格結構。對于有理數h＝K/P(其中Q和P是互素的整數)來說，累積相位項還可以被表達為以下的模P求和 根據(38)以及在(40)中的等效表達，我們可以構造用于多維CPM的廣義CPM傾斜相位分解。圖22示出了發射機1體系結構，其由CPE 2和MM 3組成。注意到，CPE 2由在模M的整數環上(對于h＝1/M)的線性編碼器組成，并且因而CPE 2和信道編碼器都在相同的代數上。
最后，廣義傾斜相位分解以因子2減小了累積相位狀態空間的大小，如圖23中所示，其中進行了在廣義傾斜相位分解下多維CPM波形的累積相位狀態的數目相對于使用累積相位的常規定義的累積相位狀態的數目的比較。多維CPM信號所使用的基是

因而，對于廣義相位分解來說，下面的表達式可以被用于累積相位以便確定隨時間而變的可能的相位狀態的數目 并且對于常規定義的多維CPM波形來說，可以使用下面的表達式 如圖23中所示，在廣義傾斜相位表示的情況下的累積相位狀態的數目是在多維CPM的常規表示下的累積相位狀態的數目的1/2。這提供了降低復雜度優化檢測的優點。
要注意，關于圖23的描述對“常規的”和“常規定義的多維CPM波形”的參考并不旨在表明或暗示多維CPM波形或方法在現有技術中是已知的，而是應當被解釋為暗示了對多維CPM波形的累積相位狀態的非傾斜相位分解表示。
最后，廣義傾斜相位分解促進了在整數環上的經編碼的多維CPM。一種方法可以是采用后接二進制到M元映射器的二進制卷積編碼器作為多維CPM信號的輸入。然而，映射器必定會進行到M元符號的轉換。相反，以上示出了多維CPM波形可以被分解成后接MM 3的CPE 2，其中，該CPE 2包括了在模M的整數環上(對于h＝1/M)的線性編碼器，并且因而該CPE 2和信道編碼器4在相同的代數上。因此，并不需要映射器，因為輸出都是M元的，并且信道編碼器4的輸出可以被串行化(通過開關5在邏輯上進行指示)并饋送到CPE 2中。圖24中示出了該結構。
如上詳細討論的，應當注意，用于多維CPM的廣義傾斜相位分解產生了與多維CPM的常規表示(例如，非傾斜相位分解表示)所生成的波形一樣的波形。
圖2的M-D CPM波形19可以是根據本發明的示例性實施例采用廣義傾斜相位分解的波形，并且因而可以沿著圖22和/或圖24中所示的線，構造M-D CPM調制器14。根據本發明的示例性實施例對傾斜相位分解的使用有益地以因子2降低了多維CPM波形的相位狀態空間的基數。
所發射的M-D CPM波形可以由基站(未示出)接收，在基站中其被解調以便檢索從信息源12輸出的信息。該信息可以被表示為對諸如語音這樣的聲信號進行編碼的數據，或者其可以是諸如用戶數據和/或信令數據的數據。
根據本發明的示例性實施例，一種方法定義了一種過程，并且計算機程序產品定義了多個操作，以便實現廣義傾斜相位分解，從而以因子2降低多維CPM波形的相位狀態空間的基數，其中，在每個符號間隔期間，取模2π，廣義物理傾斜相位項被給出為 此外，根據該方法和計算機程序產品，廣義多維CPM波形是完全由其以下內容來描述的經修改的數據符號的相關狀態向量

相位狀態以及

個當前(經修改的)輸入符號
根據本發明的示例性實施例的進一步的方面，多維CPM調制器包括一種電路，用于實現傾斜相位分解，以便以因子2降低多維CPM波形的相位狀態空間的基數，其中在每個符號間隔期間，取模2π，廣義物理傾斜相位項被給出為 多維CPM調制器生成多維CPM波形，該多維CPM波形完全由其以下內容來描述經修改的數據符號的相關狀態向量

相位狀態以及

個當前(經修改的)輸入符號
如上的多維CPM調制器體現在移動通信設備中。
如上的多維CPM調制器體現為移動通信設備中的發射機的一部分。
如上的多維CPM調制器至少體現在集成電路中的一部分中。
圖25示出了根據本發明的實施例的方法的流程圖。在步驟2510，選擇基向量空間

在步驟2520，將該基向量空間v的元素乘以集合

的信息符號λi，m，以獲得對于

個信號維中的每一個的乘積。這些乘積中的至少一個是無理數。在步驟2530，通過恒定包絡波形在第n個符號間隔中發射這些乘積中的每一個，該恒定包絡波形在

維上具有連續相位調制。
基于前述內容，應當顯而易見的是，本發明的示例性實施例提供了一種方法、裝置和計算機程序產品，用于將M-D CPM波形生成為能夠在每個符號間隔傳送多個信息符號的恒定包絡連續相位信號。該裝置可以體現在集成電路中。
另外，本發明的示例性實施例還提供了一種方法、裝置和計算機程序產品，用于將M-D CPM波形生成為能夠在每個符號間隔傳送多個信息符號的恒定包絡連續相位信號，并且減小M-D CPM波形的相位狀態空間。本發明的示例性實施例還提供了一種裝置，其包括用于將M-D CPM波形生成為能夠在每個符號間隔傳送多個信息符號的恒定包絡連續相位信號的裝置；以及用于減小M-D CPM波形的相位狀態空間的裝置。
此外，本發明的示例性實施例還提供了一種方法和計算機程序產品，用于將M-D CPM波形生成為能夠在每個符號間隔傳送多個信息符號的恒定包絡連續相位信號，并且將解調M-D CPM波形所需的網格狀態的數目從T＝ΘnML-1(其中Θn＝2nP)降低到恒定值T＝PML-1。本發明的示例性實施例還提供了一種調制器，其包括用于將M-D CPM波形生成為能夠在每個符號間隔傳送多個信息符號的恒定包絡連續相位信號的裝置，以及用于將解調M-D CPM波形所需的網格狀態的數目從T＝ΘnML-1(其中Θn＝2nP)降低到恒定值T＝PML-1的裝置。
另外，本發明的示例性實施例提供了一種方法、裝置和計算機程序產品，用于將M-D CPM波形生成為能夠在每個符號間隔傳送多個信息符號的恒定包絡連續相位信號，并且實現廣義傾斜相位分解，以便以因子2來降低多維CPM波形的相位狀態空間的基數。
如此，應當理解，本發明的示例性實施例的至少一些方面可以在諸如集成電路芯片和模塊的各種組件中實施。集成電路的設計總體來說是高度自動化工藝。復雜和強大的軟件工具可用于將邏輯級設計轉換成準備在半導體基片上制備的半導體電路設計。這樣的軟件工具可以使用良好建立的設計規則以及預存的設計模塊庫來自動地對導體布線并將組件定位在半導體基片上。一旦已經完成了半導體電路的設計，便可以將按照標準化電子格式(例如，Opus、GDSII等)所得到的設計傳輸到半導體制備設施，用于制備成一個或多個集成電路設備。
應當理解，本發明的示例性實施例可以在作為非限制性例子的先進第三代(3G)和第四代蜂窩通信系統和設備中以及作為非限制性例子的諸如被稱為WiMAX(IEEE 802.16和ETSI HiperMAN無線MAN標準)的其它類型的無線通信系統和設備中采用。
如上所述，各種示例性實施例可以在硬件或專用電路、軟件、邏輯或其任何組合中實現。例如，一些方面可以在硬件中實現，而其它方面可以在可由控制器、微處理器或其它計算設備執行的固件或軟件中實現(盡管本發明并不限于此)。在此描述的各種框塊、裝置、系統、技術或方法可以在作為非限制性例子的硬件、軟件、固件、專用電路或邏輯、通用硬件或控制器或者其它計算設備或其組合中實現。
當結合附圖閱讀的時候，鑒于前述描述，本發明的前述示例性實施例的各種修改和調整對相關領域的技術人員可以變得顯而易見。然而，任何的以及所有修改仍將落入本發明的非限制性和示例性實施例的范圍之內。
此外，本發明的各種非限制性和示例性實施例的一些特征可以被用于在不對應使用其它特征的情況下獲利。如此，前述描述應當被認為僅是對本發明的原理、教導和示例性實施例的說明，并且不限于此。
權利要求
1.一種方法，其包括
選擇基向量空間
將所述基向量空間v的元素乘以集合
的信息符號λi,m，以便為
個信號維中的每一個獲得乘積，其中，至少一個所述乘積是無理數；
通過在
維上具有連續相位調制的恒定包絡波形，在第n個符號間隔中發射每個所述乘積。
2.根據權利要求1所述的方法，其中，所發射的乘積的相位是qm是相位響應函數；t是時間；T是符號間隔；并且h是調制指數。
3.根據權利要求1所述的方法，其中，通過移動通信系統來發射所述波形。
4.根據權利要求2所述的方法，其中，相位狀態在
維上是時不變的。
5.根據權利要求4所述的方法，其中，使用脈沖成形使得所述相位狀態成為時不變的。
6.根據權利要求4所述的方法，其中，所述發射包括發射N個連續符號，在此期間迫使累積相位在預定間隔處為零。
7.根據權利要求6所述的方法，其中，通過被附加到所述符號中的各個符號的尾部比特來迫使所述累積相位為零。
8.根據權利要求4所述的方法，其中，網格狀態的數目是恒定的。
9.根據權利要求8所述的方法，其中，所述網格狀態的數目是PML-1；其中L是所發射的波形的記憶長度，并且P是互素的整數。
10.根據權利要求1所述的方法，其中，多維連續相位調制使用以下之一廣義傾斜相位分解和環形卷積碼。
11.根據權利要求10所述的方法，其中，用于確定可能的相位狀態的數目的累積相位項是
12.根據權利要求10所述的方法，其中，使用無記憶調制器以及一排連續相位編碼器來生成所述波形。
13.一種設備，其包括
處理器，所述處理器被配置以便選擇基向量空間
處理器，所述處理器被配置以便將所述基向量空間v的元素乘以集合
的信息符號λi，m，從而為
個信號維中的每一個獲得乘積，其中，至少一個所述乘積是無理數；
發射機，所述發射機被配置以便通過在
維上具有連續相位調制的恒定包絡波形，在第n個符號間隔中發射每個所述乘積。
14.根據權利要求13所述的設備，其中所發射的乘積的相位是qm(t)是相位響應函數；t是時間；T是符號間隔；并且h是調制指數。
15.根據權利要求13所述的設備，其中，通過移動通信系統來發射所述波形。
16.根據權利要求14所述的設備，其中，相位狀態在
維上是時不變的。
17.根據權利要求16所述的設備，其中，使用脈沖成形使得所述相位狀態成為時不變的。
18.根據權利要求16所述的設備，其中所述發射包括發射N個連續符號，在此期間迫使累積相位在預定間隔處為零。
19.根據權利要求18所述的設備，其中，通過被附加到所述符號中的各個符號的尾部比特來迫使所述累積相位為零。
20.根據權利要求18所述的設備，其中網格狀態的數目是恒定的。
21.根據權利要求20所述的設備，其中，所述網格狀態的數目是PML-1；其中L是所發射的波形的記憶長度，并且P是互素的整數。
22.根據權利要求13所述的設備，其中，多維連續相位調制使用以下之一廣義傾斜相位分解和環形卷積碼。
23.根據權利要求22所述的設備，其中，用于確定可能的相位狀態的數目的累積相位項是
24.根據權利要求22所述的設備，其中，使用無記憶調制器以及一排連續相位編碼器來生成所述波形。
25.一種體現了計算機程序的計算機可讀介質，執行所述計算機程序導致的操作包括
選擇基向量空間
將所述基向量空間v的元素乘以集合
的信息符號λi，m，以便為
個信號維中的每一個獲得乘積，其中，至少一個所述乘積是無理數；
通過在
維上具有連續相位調制的恒定包絡波形，在第n個符號間隔中發射每個所述乘積。
26.根據權利要求25所述的計算機可讀介質，其中，相位狀態在
維上是時不變的。
27.根據權利要求26所述的計算機可讀介質，其中，使用脈沖成形使得所述相位狀態成為時不變的。
28.根據權利要求26所述的計算機可讀介質，其中所述發射包括發射N個連續符號，在此期間迫使累積相位在預定間隔處為零。
29.根據權利要求28所述的計算機可讀介質，其中，網格狀態的數目是恒定的。
30.根據權利要求25所述的計算機可讀介質，其中，多維連續相位調制使用以下之一廣義傾斜相位分解和環形卷積碼。
31.根據權利要求30所述的計算機可讀介質，其中，用于確定可能的相位狀態的數目的累積相位項是
32.一種裝置，其包括
用于選擇基向量空間
的裝置；
用于將所述基向量空間v的元素乘以集合
的信息符號λi，m以便為
個信號維中的每一個獲得乘積的裝置，其中，至少一個所述乘積是無理數；
用于通過恒定包絡波形在第n個符號間隔中發射每個所述乘積的裝置，其中所述恒定包絡波形在
維上具有連續相位調制。
33.根據權利要求32所述的裝置，其中，相位狀態在
維上是時不變的。
34.根據權利要求33所述的裝置，其中所述發射包括發射N個連續符號，在此期間，通過被附加到所述符號中的各個符號的尾部比特來迫使累積相位在預定間隔處為零。
35.根據權利要求32所述的設備，其中，多維連續相位調制使用以下之一廣義傾斜相位分解和環形卷積碼。
36.根據權利要求32所述的設備，其中用于選擇的裝置和用于相乘的裝置包括處理器；并且
用于發射的裝置包括發射機。
全文摘要
描述了一種方法，用于將M-D CPM波形生成為能夠在每個符號間隔傳送多個信息符號的恒定包絡連續相位信號。另外，該方法提供用于減小M-D CPM波形的相位狀態空間，用于減少解調M-D CPM波形所需的網格狀態的數目，以及用于實現廣義傾斜相位分解，以便以因子2來降低多維CPM波形的相位狀態空間的基數。還描述了一種設備、計算機程序產品和裝置。
文檔編號H04L27/18GK101554026SQ200780037601
公開日2009年10月7日 申請日期2007年8月30日 優先權日2006年8月31日
發明者M·P·格林, A·里德 申請人:諾基亞公司