本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，涉及基于時(shí)分雙工tdd的大規(guī)模mimo的上行聯(lián)合載波同步硬件實(shí)現(xiàn)方法。

背景技術(shù)：

隨著智能手機(jī)和平板電腦等移動(dòng)設(shè)備的普及，無線通信數(shù)據(jù)的流量呈現(xiàn)了爆炸式的增長。現(xiàn)有的通信技術(shù)如lte和wi-fi等難以滿足急劇增長的吞吐量需求，因此新一代移動(dòng)通信技術(shù)的研究被提上了日程。下一代移動(dòng)通信的前沿技術(shù)之一是大規(guī)模mimo，它的特征之一是在基站端配置幾十甚至上百根天線，用來服務(wù)總天線數(shù)量相對較少的用戶設(shè)備。通過部署大量的天線，大規(guī)模mimo的信道容量以及鏈路可靠性較常規(guī)mimo有了大幅提升。

目前關(guān)于大規(guī)模mimo的研究，基于tdd雙工模式的模型占了多數(shù)，這是為了利用時(shí)分雙工tdd條件下的信道互易性，方便發(fā)射機(jī)對信道信息的獲取。由于下一代移動(dòng)通信的標(biāo)準(zhǔn)尚在研制之中，目前并未出現(xiàn)針對大規(guī)模mimo的統(tǒng)一標(biāo)準(zhǔn)。

tdd-lte協(xié)議規(guī)定的物理層采用正交頻分復(fù)用(ofdm)技術(shù)，將全部可用帶寬分為多個(gè)互相正交的子信道，每個(gè)子信道使用一個(gè)載波攜帶調(diào)制后數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)被安放在載波波峰的位置。為了使ofdm符號能夠在多個(gè)子信道上進(jìn)行信號的傳輸，必須保證子載波間存在正交性。然而，發(fā)收機(jī)之間相對移動(dòng)導(dǎo)致的多普勒效應(yīng)、發(fā)收機(jī)晶振的差異帶來的載波頻偏(carrierfrequencyoffset)會破壞這種正交性，導(dǎo)致載波間干擾(ici，interfrequencyinterference)，使得系統(tǒng)性能降級。相比多普勒效應(yīng)，由發(fā)收機(jī)晶振差異帶來的載波頻偏問題更為突出，因此本發(fā)明主要討論在這種情況下的載波同步問題。

一般來說，載波同步過程分為載波頻偏估計(jì)和載波頻偏補(bǔ)償兩個(gè)步驟。常見的載波頻偏估計(jì)方法采用時(shí)域估計(jì)方法，在時(shí)間同步完成后，系統(tǒng)從接收信號中提取預(yù)先插入的訓(xùn)練序列，由訓(xùn)練序列估計(jì)出載波頻偏值。考慮這樣一種情形，即發(fā)收機(jī)各自使用一個(gè)晶振，那么系統(tǒng)中實(shí)際存在的載波頻偏固定且惟一。現(xiàn)有方法的不足在于未能考慮到大規(guī)模多天線情況下，每根接收天線都能從各自接收信號中計(jì)算出載波頻偏值，這樣一來系統(tǒng)能夠同時(shí)得到大量備選頻偏值。如何進(jìn)行合理篩選，從而得到最優(yōu)的載波頻偏估計(jì)值，是現(xiàn)有方法所忽視的。另一方面，現(xiàn)有頻偏補(bǔ)償方法往往在時(shí)域進(jìn)行，對每個(gè)時(shí)域接收信號乘以一個(gè)與載波頻偏值有關(guān)的角度以完成補(bǔ)償，而頻域頻偏補(bǔ)償方法因?yàn)閺?fù)雜度較高，應(yīng)用難度大，導(dǎo)致其在實(shí)際系統(tǒng)中運(yùn)用較少。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為解決上述問題，本發(fā)明公開了一種基于時(shí)分雙工tdd大規(guī)模mimo的上行聯(lián)合載波同步硬件實(shí)現(xiàn)方法，考慮在大規(guī)模mimo條件下，利用基站大規(guī)模多天線的優(yōu)勢，從傳統(tǒng)時(shí)域頻偏估計(jì)方法出發(fā)，對系統(tǒng)獲得的大量頻偏估計(jì)值進(jìn)行進(jìn)一步處理，得到最佳頻偏估計(jì)，以提升載波同步性能；同時(shí)考慮簡化復(fù)雜的頻域頻偏補(bǔ)償方法，以便在硬件系統(tǒng)上對其進(jìn)行實(shí)現(xiàn)。

為了達(dá)到上述目的，本發(fā)明提供如下技術(shù)方案：

基于大規(guī)模mimo的上行聯(lián)合載波同步硬件實(shí)現(xiàn)方法，包括如下步驟：

步驟1，用戶設(shè)備生成基帶序列信號，將其插入基帶幀信號中，進(jìn)行發(fā)送處理；

步驟2，基站端接收信號，并將接收信號處理為基帶信號，隨后對基帶信號進(jìn)行同步搜索，得到基帶信號的幀起始位置；

步驟3，基站端依據(jù)步驟2得到的幀起始位置，從各路基帶信號中截取序列信號，并由序列信號計(jì)算出各路載波頻偏；

步驟4，上位機(jī)對所述各路載波頻偏進(jìn)行聯(lián)合判決，計(jì)算統(tǒng)一的載波頻偏期望值；

步驟5，上位機(jī)使用算得的載波頻偏期望值對基站各路載波頻偏補(bǔ)償值進(jìn)行更新；

步驟6，基站各路對同步后數(shù)據(jù)進(jìn)行符號劃分，對攜帶數(shù)據(jù)的符號進(jìn)行去循環(huán)前綴操作；

步驟7，基站各路載波頻偏補(bǔ)償模塊使用更新的補(bǔ)償值對時(shí)域基帶信號進(jìn)行載波頻偏補(bǔ)償。

作為優(yōu)選，所述步驟1具體包括如下步驟：

步驟101：用戶設(shè)備通過以下公式生成基帶序列信號：

上式中，u∈{25,29,34}，表示與小區(qū)號有關(guān)的參數(shù)，n表示基帶信號采樣點(diǎn)；

步驟102：將上述基帶序列信號重復(fù)產(chǎn)生數(shù)個(gè)完整周期后，插入基帶幀信號的0號子幀的頭部；

步驟103：上述插入了序列信號的基帶幀信號經(jīng)過數(shù)字上采樣、數(shù)模轉(zhuǎn)換、混頻等過程，從用戶天線發(fā)送出去。

作為優(yōu)選，所述步驟101中時(shí)域基帶序列信號的產(chǎn)生采用將數(shù)據(jù)預(yù)先寫入隨機(jī)存儲器然后讀出的方式。

作為優(yōu)選，所述步驟3中載波頻偏通過以下公式計(jì)算：

上式中，是待計(jì)算的估計(jì)頻偏，d是用于計(jì)算載波頻偏的兩個(gè)相同序列之間的時(shí)差，ts為基站接收機(jī)采樣周期，∠表示求角度操作，c是用于計(jì)算載波頻偏的兩個(gè)相同序列的相關(guān)值，通過以下公式計(jì)算：

上式中，l是序列長度，r(n)和r(n+d)是相距d點(diǎn)的兩個(gè)序列，*表示對復(fù)數(shù)求共軛操作。

作為優(yōu)選，所述步驟3中使用fpga上的存儲器對較早到來的序列進(jìn)行緩存，等到第二個(gè)序列到來時(shí)再從存儲器中讀出前一個(gè)序列。

作為優(yōu)選，所述步驟4中載波頻偏期望值通過以下公式進(jìn)行計(jì)算：

上式中，是待求載波頻偏期望值，m是基站部署天線總數(shù)，是對步驟3算出的各路載波頻偏按大小排序后的結(jié)果。

作為優(yōu)選，所述步驟5中更新方法為：對步驟2中同步搜索的有效輸出進(jìn)行計(jì)數(shù)，計(jì)數(shù)范圍從1開始，記至幀長；每當(dāng)同步模塊產(chǎn)生一個(gè)有效輸出的同時(shí)，使計(jì)數(shù)器進(jìn)行加一操作；每當(dāng)計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)值為1時(shí)，將基站各路載波頻偏補(bǔ)償值fδ更新為步驟4中計(jì)算的載波頻偏期望值

作為優(yōu)選，所述步驟6中載波頻偏補(bǔ)償通過以下公式完成：

上式中，表示補(bǔ)償后頻域信號，s表示未經(jīng)過補(bǔ)償且已經(jīng)去除循環(huán)前綴的時(shí)域ofdm符號，fft()表示對數(shù)據(jù)做n點(diǎn)fft變換，n表示系統(tǒng)使用的ofdm符號長度。()^-1表示對向量求倒數(shù)操作，diag()表示由向量構(gòu)造對角陣，g1表示矩陣g的首行，矩陣g是一個(gè)n×n的矩陣，代表載波頻偏對ofdm符號頻域子載波的影響，g由以下公式確定：

上式中，gk,m表示矩陣g的第k行m列的元素，表示相對載波頻偏，fs表示接收機(jī)采樣頻率，fδ表示由步驟5更新得到的載波頻偏補(bǔ)償值，ng表示ofdm符號循環(huán)前綴長度，l表示ofdm符號序數(shù)。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有如下優(yōu)點(diǎn)和有益效果：

本發(fā)明提供的基于tdd大規(guī)模mimo系統(tǒng)的上行聯(lián)合載波同步方法能夠很好地完成上行鏈路載波頻偏估計(jì)和載波頻偏補(bǔ)償。針對現(xiàn)有技術(shù)時(shí)域頻偏估計(jì)不準(zhǔn)的問題，本發(fā)明最大程度地利用了基站端大規(guī)模多天線的條件，優(yōu)化了時(shí)域頻偏估計(jì)結(jié)果，使得頻偏估計(jì)值精確可靠；針對頻偏補(bǔ)償頻域方法復(fù)雜度過大的問題，通過算法的優(yōu)化大幅降低了頻域方法在fpga硬件的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度以及資源消耗量，適用于實(shí)際工程的應(yīng)用。

附圖說明

圖1為本發(fā)明提供的基于大規(guī)模mimo的上行聯(lián)合載波同步硬件實(shí)現(xiàn)方法步驟流程圖。

圖2為本發(fā)明提出的基于tdd-lte的改進(jìn)幀結(jié)構(gòu)示意圖。

圖3為單根接收天線使用一般方法得到的載波頻偏估計(jì)結(jié)果，與一個(gè)64天線基站使用本發(fā)明提出方法得到的載波頻偏估計(jì)結(jié)果的性能對比。

圖4為經(jīng)過一般基帶處理的受到載波頻偏影響的ofdm符號的星座圖。

圖5為經(jīng)過本發(fā)明方法處理的受到載波頻偏影響的ofdm符號的星座圖。

具體實(shí)施方式

以下將結(jié)合具體實(shí)施例對本發(fā)明提供的技術(shù)方案進(jìn)行詳細(xì)說明，應(yīng)理解下述具體實(shí)施方式僅用于說明本發(fā)明而不用于限制本發(fā)明的范圍。

本發(fā)明提供的基于大規(guī)模mimo的上行聯(lián)合載波同步硬件實(shí)現(xiàn)方法基于fpga實(shí)現(xiàn)，fpga是最常用的硬件開發(fā)半定制電路，眾多與之相關(guān)的輔助開發(fā)產(chǎn)品也加速了fpga的更新發(fā)展腳步。利用nationalinstrument(ni)的pxi平臺進(jìn)行fpga開發(fā)，打破了硬件編程語言進(jìn)行fpga開發(fā)的傳統(tǒng)，ni的labview的基于圖形語言的編程思想使得硬件開發(fā)更加便捷，開發(fā)周期大大縮短，硬件開發(fā)人員可以將更多精力放在算法實(shí)現(xiàn)上。但是，fpga的資源畢竟有限，因此，我們在fpga上實(shí)現(xiàn)算法時(shí)不僅保證了精確性，還降低了硬件資源利用率。本發(fā)明主要流程如圖1所示，包括以下步驟：

步驟101：用戶設(shè)備生成基帶序列信號。

在本步驟中，時(shí)域基帶序列信號基于以下公式產(chǎn)生：

上式中，u∈{25,29,34}，表示與小區(qū)號有關(guān)的參數(shù)，n表示基帶信號采樣點(diǎn)，基帶模塊的工作時(shí)鐘在30.72mhz附近。

本發(fā)明中，時(shí)域基帶序列信號的產(chǎn)生可以使用將數(shù)據(jù)預(yù)先寫入隨機(jī)存儲器然后讀出的方式。由于通過使用隨機(jī)存儲器，能夠節(jié)省大量的運(yùn)算環(huán)節(jié)，從而降低了硬件實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。

步驟102：將上述基帶序列信號重復(fù)產(chǎn)生數(shù)個(gè)完整周期后，插入基帶幀信號的0號子幀的頭部。圖2是所述基帶幀信號的幀結(jié)構(gòu)，由tdd-lte協(xié)議所規(guī)定的無線幀加以適當(dāng)修改后得到。

需要說明的是，本發(fā)明在一定程度上以tdd-lte蜂窩系統(tǒng)作為參考標(biāo)準(zhǔn)，遵循類似tdd-lte協(xié)議規(guī)定的幀結(jié)構(gòu)以及時(shí)頻資源的分配方法，同時(shí)在其基礎(chǔ)上作了適當(dāng)改進(jìn)。具體而言如圖2所示，一個(gè)無線幀的總時(shí)長為10毫秒，一個(gè)無線幀可分成二十個(gè)0.5毫秒的時(shí)隙。作為tdd-lte數(shù)據(jù)傳輸?shù)幕窘Y(jié)構(gòu)，每個(gè)時(shí)隙包含七個(gè)ofdm符號，每個(gè)符號可攜帶的數(shù)據(jù)類型為同步序列、上行導(dǎo)頻、上行數(shù)據(jù)、下行導(dǎo)頻、下行數(shù)據(jù)、保護(hù)間隔其中的一種，具體配置可根據(jù)需要靈活安排。在本發(fā)明實(shí)施例中，各時(shí)隙的七個(gè)ofdm符號的配置為：0號時(shí)隙的配置為同步序列、保護(hù)間隔、保護(hù)間隔、保護(hù)間隔、保護(hù)間隔、保護(hù)間隔、保護(hù)間隔；1號至19號時(shí)隙的配置為上行導(dǎo)頻、上行數(shù)據(jù)、上行數(shù)據(jù)、保護(hù)間隔、下行導(dǎo)頻、下行數(shù)據(jù)、保護(hù)間隔。

步驟103：上述插入了序列信號的基帶幀信號經(jīng)過數(shù)字上采樣、數(shù)模轉(zhuǎn)換、混頻等過程，從用戶天線發(fā)送出去。

在本步驟中，數(shù)字上采樣后的信號應(yīng)根據(jù)其所處符號類型決定是否發(fā)收。對用戶設(shè)備而言，若上采樣后信號類型為同步序列、上行導(dǎo)頻、上行數(shù)據(jù)，則應(yīng)當(dāng)切換射頻端口為發(fā)狀態(tài)；若上采樣后信號類型為下行導(dǎo)頻、下行數(shù)據(jù)，則應(yīng)當(dāng)切換射頻端口為收狀態(tài)。對射頻端口的切換方式不做限制，可以采用任何與上采樣后信號類型相關(guān)的射頻切換方式。比如可以對上采樣后信號計(jì)數(shù)，計(jì)數(shù)起始值為0，計(jì)數(shù)范圍為(trf-1)，其中trf表示上采樣后基帶幀長。若信號計(jì)數(shù)值落在圖2幀結(jié)構(gòu)的同步序列、上行導(dǎo)頻、上行數(shù)據(jù)的范圍內(nèi)，則切換射頻端口為發(fā)狀態(tài)，否則切換射頻端口為收狀態(tài)。

步驟201：基站端對每根天線的接收信號進(jìn)行處理，使接收信號經(jīng)過混頻、模數(shù)轉(zhuǎn)換、數(shù)字下采樣等過程變?yōu)榛鶐盘枴?/p>

在本步驟中，基站端各路射頻端口應(yīng)根據(jù)接收信號所處符號類型切換發(fā)收狀態(tài)。若信號類型為同步序列、上行導(dǎo)頻、上行數(shù)據(jù)，則應(yīng)當(dāng)切換射頻端口為收狀態(tài)；若信號類型為下行導(dǎo)頻、下行數(shù)據(jù)，則應(yīng)當(dāng)切換射頻端口為發(fā)狀態(tài)。具體地，與步驟103相同，可以對信號計(jì)數(shù)，根據(jù)計(jì)數(shù)值落在圖2幀結(jié)構(gòu)的位置切換射頻端口的狀態(tài)。

步驟202：基站端對上述各天線的基帶信號進(jìn)行上行定時(shí)同步搜索，得到幀起始位置。

在本步驟中，對所使用的同步搜索方式不做限定，任何能夠獲取基帶信號幀起始位置的同步方法都能在本步驟中使用。

步驟301：基站端對接收到的每一路基帶信號，由幀起始位置推算出插入的序列信號位置，將序列信號截取出來，并根據(jù)序列信號計(jì)算各路載波頻偏。

在本步驟中，根據(jù)圖2的幀結(jié)構(gòu)，可以由幀起始位置推算出序列信號位置。由于插入序列長度已知，所以能夠?qū)⑵渫暾麡?biāo)記出來，用作后續(xù)載波頻偏估計(jì)計(jì)算。

在本步驟中，所述載波頻偏由以下公式計(jì)算：

上式中，是待計(jì)算的估計(jì)頻偏，d是用于計(jì)算載波頻偏的兩個(gè)相同序列之間的時(shí)差。另外ts為基站接收機(jī)采樣周期，∠表示求角度操作，c是用于計(jì)算載波頻偏的兩個(gè)相同序列的相關(guān)值，通過以下公式計(jì)算：

上式中，l是序列長度，r(n)和r(n+d)是相距d點(diǎn)的兩個(gè)序列，*表示對復(fù)數(shù)求共軛操作。

在本步驟中，多次使用了相距d的兩個(gè)相同序列進(jìn)行處理。由步驟102可知，插入的序列信號重復(fù)且具有數(shù)個(gè)完整周期，所以在本步驟中可以從標(biāo)記出的序列信號中選擇其中兩個(gè)完整周期的序列。因?yàn)閹Y(jié)構(gòu)已知，所以兩個(gè)序列的時(shí)差d也自然能夠獲得。對于序列的相關(guān)操作，因?yàn)閮蓚€(gè)序列到來的時(shí)間有先后，可以使用fpga上的存儲器對較早到來的序列進(jìn)行緩存，等到第二個(gè)序列到來時(shí)從存儲器中讀出前一個(gè)序列，對兩個(gè)序列進(jìn)行上式所述互相關(guān)計(jì)算，求出c。

步驟401：上位機(jī)從基站端收集各路計(jì)算出的載波頻偏，進(jìn)行多路聯(lián)合判決，計(jì)算統(tǒng)一的載波頻偏期望值。

在本步驟中，載波頻偏期望值通過以下公式進(jìn)行計(jì)算：

上式中，是待求載波頻偏期望值，m是基站部署天線總數(shù)，是對步驟203算出的各路載波頻偏按大小排序后的結(jié)果，丟棄其中大小最低25％和最高25％的樣本，然后對剩余樣本取均值作為載波頻偏期望值

步驟501：上位機(jī)使用算得的載波頻偏期望值對基站各路載波頻偏補(bǔ)償值進(jìn)行更新。

在本步驟中，上位機(jī)將步驟401算得的載波頻偏期望值賦給基站設(shè)備的各路載波頻偏補(bǔ)償值fδ作為更新。可以采用的更新方法是，對步驟202中同步搜索的有效輸出進(jìn)行計(jì)數(shù)，計(jì)數(shù)范圍從1開始，記至幀長。每當(dāng)同步模塊產(chǎn)生一個(gè)有效輸出的同時(shí)，使計(jì)數(shù)器進(jìn)行加一操作。每當(dāng)計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)值為1時(shí)，將基站各路載波頻偏補(bǔ)償值fδ更新為步驟401中計(jì)算的載波頻偏期望值

步驟601：基站對各路同步后數(shù)據(jù)進(jìn)行符號劃分，對攜帶數(shù)據(jù)的符號進(jìn)行去循環(huán)前綴操作，得到時(shí)域ofdm符號。

在本步驟中，基站依據(jù)圖2所示幀結(jié)構(gòu)對步驟202中同步模塊的輸出信號進(jìn)行符號劃分，標(biāo)記出需要補(bǔ)償?shù)姆?，如上行?dǎo)頻符號和上行數(shù)據(jù)符號，以便后續(xù)進(jìn)行載波頻偏補(bǔ)償操作。

載波頻偏補(bǔ)償過程通過以下公式完成：

上式中，表示補(bǔ)償后頻域信號，s表示未經(jīng)過補(bǔ)償且已經(jīng)去除循環(huán)前綴的時(shí)域ofdm符號，fft()表示對數(shù)據(jù)做n點(diǎn)fft變換，n表示系統(tǒng)使用的ofdm符號長度。()^-1表示對向量求倒數(shù)操作，diag()表示由向量構(gòu)造對角陣。g1表示矩陣g的首行，更為具體地說，矩陣的構(gòu)造及具體的補(bǔ)償過程如下述步驟701-704所示。

步驟701：基站構(gòu)造矩陣g的首行g(shù)1。

在本步驟中，所述矩陣g是一個(gè)n×n的矩陣，代表載波頻偏對ofdm符號頻域子載波的影響，g由以下公式確定：

上式中，gk,m表示矩陣g的第k行m列的元素，表示相對載波頻偏，fs表示接收機(jī)采樣頻率，fδ表示由步驟5更新得到的載波頻偏補(bǔ)償值，ng表示ofdm符號循環(huán)前綴長度，n表示系統(tǒng)使用的ofdm符號長度，l表示ofdm符號序數(shù)，j表示虛數(shù)單位。

因此，矩陣g的首行g(shù)1即k＝1的情況，g1由下式確定：

步驟702：對g1進(jìn)行fft操作，對結(jié)果每一項(xiàng)求倒數(shù)。

步驟703：把步驟702的結(jié)果與步驟601的結(jié)果作復(fù)乘，其中步驟601的結(jié)果就是經(jīng)過了去循環(huán)前綴操作后的時(shí)域ofdm符號s。

步驟704：對步驟703結(jié)果作fft操作，完成載波頻偏的補(bǔ)償。

步驟8：基站對頻偏補(bǔ)償后的各路信號進(jìn)行后續(xù)基帶處理。

圖3為載波頻偏估計(jì)仿真結(jié)果，仿真在scm信道下進(jìn)行，使用4ghz載頻，載波頻偏設(shè)為+/-500hz，比較使用了單天線載波頻偏估計(jì)方案與使用了本發(fā)明提出的聯(lián)合估計(jì)方案的64天線基站系統(tǒng)的性能。性能指標(biāo)以歸一化均方誤差nmse表示，定義為下式：

其中，表示頻偏估計(jì)值，fδ表示真實(shí)頻偏值。

由圖3可以發(fā)現(xiàn)，本發(fā)明提出的載波頻偏多天線聯(lián)合估計(jì)算法相比單天線一般算法，其估計(jì)精度明顯更佳，這是由于本發(fā)明有效利用了基站端大規(guī)模多天線的條件，從而優(yōu)化了單根天線的估計(jì)結(jié)果。

圖4是一個(gè)受到載波頻偏影響的ofdm符號，經(jīng)過一般基帶處理但未進(jìn)行載波頻偏補(bǔ)償?shù)男亲鶊D，圖5是該符號經(jīng)過本發(fā)明提出的載波頻偏補(bǔ)償后得到的星座圖。經(jīng)過比對可以發(fā)現(xiàn)，本發(fā)明提出的載波頻偏頻域補(bǔ)償方法能夠糾正載波頻偏帶來的星座圖相位旋轉(zhuǎn)問題，同時(shí)大幅降低了硬件實(shí)現(xiàn)難度，提高了資源利用效率。

本發(fā)明方案所公開的技術(shù)手段不僅限于上述實(shí)施方式所公開的技術(shù)手段，還包括由以上技術(shù)特征任意組合所組成的技術(shù)方案。應(yīng)當(dāng)指出，對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進(jìn)和潤飾，這些改進(jìn)和潤飾也視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。