本發明涉及一種接收機，特別涉及一種應用于高效頻分復用傳輸系統的ici補償接收方法，屬于通信領域。

背景技術：

隨著無線通信的高速發展，移動設備的高寬帶應用日益增多，頻譜資源日益匱乏，提升有限的頻譜資源利用率成了當下研究的熱門。在多載波傳輸體制中，ofdm(正交頻分復用)一向以其高頻譜利用率以及收發設備簡單被稱為經典的傳輸方式，但是研究者們希望有一種擁有比ofdm更高的頻譜利用率的傳輸體制。早在2003年i.darwazeh等人就提出了一種高效率的頻分復用技術——sefdm(spectrallyefficientfrequencydivisionmultiplexing)，這種通信系統是在ofdm系統的基礎上建立的。ofdm系統通過壓縮子載波間距使得相鄰子載波達到正交的關系，載波之間有很大程度的交疊，已經在一定程度上節省了很多頻譜資源，而高效頻分復用系統通過在ofdm的載波結構基礎上進一步壓縮子載波之間的距離以提高頻譜利用率。

高效頻分復用作為一種的多載波傳輸體制，雖然通過壓縮子載波間距使得頻譜利用率非常高，但是由于收發裝置在硬件方面實現的復雜度等問題，技術進展并沒有ofdm更快。其面臨的最大技術難題是接收端的檢測問題。由于頻帶的進一步壓縮，子載間的正交性被破壞，需要更復雜的檢測方式在一定程度上克服載波間干擾來進行數據檢測接收。如果僅使用一般的mmse直接對系統符號進行硬判決，那么得到的系統誤碼率是無法滿足系統通信的。目前針對這種高效頻分復用系統的接收機檢測有一些經典的算法，如id(迭代檢測，iterativedetection)，sd(球形譯碼，spheredecoding)，fsd(固定復雜度球譯碼，fixedspheredecoding)，tsvd(奇異值分解降秩算法，truncatedsingularvaluedecomposition)，以及其相互結合的id-fsd和tsvd-fsd等等。這些檢測方式在一定程度上解決了接收機檢測方面的問題，使得高效頻分復用傳輸系統的性能能夠得以保障。

而現有的高效頻分復用系統不同于傳統的ofdm系統，其自帶的ici(intercarrierinterference，子載波間干擾)較嚴重，且誤碼率高。

技術實現要素：

為了解決現有高效頻分復用系統自帶的ici較嚴重，且誤碼率高的問題，本發明提供一種應用于高效頻分復用傳輸系統的ici補償接收方法。

本發明的應用于高效頻分復用傳輸系統的ici補償接收方法應用于高效頻分復用傳輸系統的ici補償接收方法，其特征在于，所述方法包括如下步驟：

步驟一：接收信號依次經a/d轉換器和串并轉換后，輸出n-1路并行數據，在n-1路并行數據的末端補上個零；

步驟二：n-1路并行數據和個零進行點dft變換，經點dft變換后，取前n-1路數據組成1列n-1行的矩陣s；

步驟三：獲得階idft歸一化矩陣，從其第n-1行到第行中取出第1列到第n-1列的數據，獲得n-1列行的矩陣i；

步驟四：利用矩陣i和矩陣s，得到矩陣ic，ic＝s×i；

步驟五：在步驟一中輸出的n-1路并行信號的末端補上矩陣ic的數據，并進行點dft變換；

步驟六：取點dft變換后輸出的路中的前n-1路數據。

優選的是，所述步驟二中，經點dft變換后，取前n-1路數據進行迭代檢測，獲得n-1路檢測后的數據，組成1列n-1行的矩陣s。

上述技術特征可以各種適合的方式組合或由等效的技術特征來替代，只要能夠達到本發明的目的。

本發明的有益效果在于，本發明針對高效頻分復用的新型ici補償接收方式在一定程度上抑制了系統自帶的ici，有著與傳統迭代檢測相當的性能；而本發明所的迭代ici補償接收方法有著比傳統迭代檢測接收方式更好的誤碼率性能。經過仿真驗證，在帶寬壓縮因子α較大的情況下，本發明的迭代ici補償接收方法有著與當前性能最好的id-fsd相當的誤碼率性能，但是計算復雜度要遠遠低于id-fsd。

附圖說明

圖1為本發明生成的高效頻分復用符號與傳統ofdm符號子載波結構對比圖；

圖2為傳統高效頻分復用系統發射原理框圖；

圖3為傳統高效頻分復用系統接收原理框圖；

圖4為本發明應用于高效頻分復用傳輸系統的ici補償接收原理框圖；

圖5為各種接收檢測方式下的系統誤碼率性能對比。

具體實施方式

下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有作出創造性勞動的前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明保護的范圍。

需要說明的是，在不沖突的情況下，本發明中的實施例及實施例中的特征可以相互組合。

下面結合附圖和具體實施例對本發明作進一步說明，但不作為本發明的限定。

實施例1：本實施例所述的應用于高效頻分復用傳輸系統的ici補償接收方法，包括發送步驟和接收步驟；

本實施例的發送步驟包括：

步驟a1、符號映射。符號映射的目的是生成星座映射復符號，由發送信息的0，1二進制比特信息，經過不同的調制方式，將若干碼元為一組映射成復符號，以四相位星座映射為例，該階段具體步驟為：

步驟a11、設調制相位數目為m，發送信息碼元數目為n，映射后復符號個數為e；

步驟a12、發送信息0，1碼元分組，每組碼元映射為一個復符號，每組的碼元個數h和調制相位數目m以及映射后復符號個數e的關系為：

h＝log2m

步驟a13、每組信息碼元以一定的規則映射到復平面上不同的星座點，形成了若干不同相位的調制符號，根據星座點數設置的不同，每組映射的原象碼元的個數的增加在一定程度上相當于傳輸效率的提高。四相位星座映射下，將符號能量歸一化，代碼中，信息碼元到復平面上符號位置的映射關系為：

若為四相位映射，m＝4，h＝log2m＝2，因此每組碼元個數為2，復符號共有m＝4種形式，映射關系為：

步驟a2、高效頻分復用信號生成。在該步驟中，將每組映射后的復符號調制到一組非正交的子載波上生成高效頻分復用符號，該階段具體步驟為：

步驟a21、高效頻分復用信號由若干組高效頻分復用符號組成，每組高效頻分復用符號攜帶n個復符號，以t為周期進行數據傳輸。每組n維復符號調制到一組非正交的子載波上，調制后的高效頻分復用信號x(t)形式為：

其中，α為帶寬壓縮因子，α＝δf×t，δf為子載波間隔，t為高效頻分復用符號間隔，n為子載波數量，sl，n為第l個高效頻分復用符號中的第n個子載波上承載的復符號數據。

步驟a22、在數字通信系統中需要使用離散的數字信號，離散的高效頻分復用信號由連續形式信號采樣獲得，以t/n為間隔采樣，采樣后離散形式的高效頻分復用信號表達式為：

其中，不使用過采樣，n表示子載波數量及表示采樣點數，xl[k]表示第l個符號上的第k個時間樣本點，為歸一化常數。

步驟a23、系統的矩陣形式為：

其中，為第l個高效頻分復用符號對應的數據向量；

為輸入符號對應的數據向量，為n×n的矩陣，其形式為：

即其中元素為0≤n＜n，0≤k＜n。

其中n點為圖2中的n點串行qam符號，組成數字信源信號。

圖1為實施例生成的高效頻分復用頻譜與傳統ofdm頻譜結構對比圖。帶寬壓縮因子α＝0.5，理論上每個子載波間隔壓縮至ofdm符號子載波間隔的一半，故整個符號所占用的頻帶也是同等子載波個數下ofdm符號占用頻帶的二分之一。

步驟a3：數字信源信號經過串并轉換變為并行數據，串并轉換后的并行數據為n點；帶寬壓縮因子為α。

步驟a4：為了將符號調制到非正交的子載波上，需要在經過星座映射的復符號的末端補上個零，使符號總長度變為接下來做長度為點的idft。

步驟a5：經過點的idft處理后得到點數據，除去數據末端的點數據后得到n點的待發送數據。

圖3為傳統高效頻分復用系統接收機原理框圖。在系統接收端，接收到經過信道的n點數據之后，采用與發送端相對應的方式進行解調。首先在數據末端補上個零，使符號總長度變為接下來做長度為的dft，最后取出數據的前n個點，此后還可能會有數據的某種檢測處理過程，如fsd。至此，整個系統的數據發送接收過程結束。

而本實施例對高效頻分復用信號接收：首先使用迭檢測方法將接受信號向真實值進行一定程度的收斂，但是由于該處理過程仍是作用于非正交數據上，因此收斂程度有限。因此使用ici補償的方式對數據進行進一步處理，使得非正交的子載波趨于正交，再解調得到的數據便更接近發送端的真實數據；

系統信道考慮awgn信道。高效頻分復用信號經過信道衰落后，考慮所有的高效頻分復用符號，接收端的接收信號形式為：

其中，為加性高斯復白噪聲。矩陣的實質是矩陣的n階順序主子式，而一股的高效頻分復用信號接收使用的是與發送端相對應的補零方式，進而進行dft操作取出有效符號。經過整個過程處理之后，最終得到的接收數據r形式為：

其中為發送端最原始的星座映射復符號組成的矩陣，為整個發生接收系統的影響據因子矩陣，其中為矩陣的n階順序主子式(即上述的矩陣)，為矩陣的n階順序主子式，為加性高斯復白噪聲。

如圖4所示，本實施方式的接收步驟包括：

步驟b1：接收信號依次經a/d轉換器和串并轉換后，輸出n-1路并行數據，在n-1路并行數據的末端補上個零；

步驟b2：n-1路并行數據和個零進行點dft變換，經點dft變換后，取前n-1路數據組成1列n-1行的矩陣s；

步驟b3：獲得階idft歸一化矩陣，從其第n-1行到第行中取出第1列到第n-1列的數據，獲得n-1列行的矩陣i；

步驟b4：利用矩陣i和矩陣s，得到矩陣ic，ic＝s×i；

步驟b5：在步驟一中輸出的n-1路并行信號的末端補上矩陣ic的數據，并進行點dft變換；

步驟b6：取點dft變換后輸出的路中的前n-1路數據。

實施例1是利用ici補償實現的通信過程。

實施例2：實施2與實施例1不同的是接收步驟中，步驟b2為：n-1路并行數據和個零進行點dft變換，經點dft變換后，取前n-1路數據進行id迭代檢測，獲得n-1路檢測后的數據，組成1列n-1行的矩陣s。

僅使用一般的高效頻分復用信號接收程序得到的接收數據與真實數據之間存在極大的誤差，直接進行星座解映射會帶來很大的誤碼率。因此使用id迭代檢測對數據r進行處理：

其中，初項λ為收斂因子，表示n×n的單位對角陣，為失真矩陣，即上述的矩陣。

經過id迭代檢測的接收矩陣在一定程度上向發送端的原始信號收斂，但是誤碼率性能仍有待提高。在id迭代檢測之后使用ici補償，使得系統誤碼率進一步下降。

實施例2是將ici補償與id迭代檢測相結合實現的通信過程。

圖5為接收時各種檢測方式下的系統誤碼率性能對比。其中，sefdmid表示id迭代檢測方法，sefdmic表示ici補償檢測方法；sefdmici表示迭代ici補償檢測方法；sefdmid-fsd表示id迭代檢測-固定球形譯碼檢測方法；ofdmtheory表示傳輸體制為ofdm時的理論誤碼率曲線，也就相當于sefdm中α＝1的情況；其中eb/no代表比特信噪比，單位db；

仿真中，每個符號的子載波個數為8，高效頻分復用符號為1000個，壓縮因子為α＝7/8。由圖5可見，在這種情況下，傳統的id迭代檢測方法與本實施方式的ici補償檢測方法效果幾乎相似；本發明提出的迭代與ici補償結合的接收方法與當前接收性能最佳的id-fsd方法效果幾乎一樣。而本發明提出的迭代和ici補償結合的接收方法僅在id迭代檢測后僅僅進行了一次ici補償接收，其計算復雜度要遠小于id-fsd方式。另外由圖5中各種檢測方法誤碼率曲線與ofdm理論誤碼率曲線的對比可以看出，在小尺度子載波系統下，這幾種檢測方式的性能均可以支持通信系統的傳輸要求。

表1為不同檢測方式的計算復雜度對比，用復數加法與復數乘法的次數進行表征。k表示每個符號中所用的總的子載波個數，n表示有效子載波個數，m表示該調制方式下總的星座點數。當帶寬壓縮因子α較大的時候，k和n差距很小，因此ici補償檢測方式的數量級比id和fsd要小，計算復雜度也就很低。

表1各種檢測方式的計算復雜度

本發明的接收方法的思想是將系統發送端丟棄的數據進行一定程度的補償，把接收過程中做dft之前數據的非正交性在一定程度上校正為正交，這樣一來在很大程度上改善了系統的誤碼率性能。經過仿真驗證，該ici補償方法與傳統的id迭代檢測方法性能相當，且計算復雜度比id迭代檢測要低。而將該方法與id迭代檢測結合使用形成的迭代ici補償接收方式，會進一步降低系統的誤碼率，從而改善系統性能。

如果將高效頻分復用技術應用于新一代的地面、空載及衛星通信中將會給在很大程度上解決未來頻譜資源稀缺的問題，而由于該技術下生成的信號子載波是非正交的，給接收端消除誤碼帶來了一定的挑戰。

雖然在本文中參照了特定的實施方式來描述本發明，但是應該理解的是，這些實施例僅僅是本發明的原理和應用的示例。因此應該理解的是，可以對示例性的實施例進行許多修改，并且可以設計出其他的布置，只要不偏離所附權利要求所限定的本發明的精神和范圍。應該理解的是，可以通過不同于原始權利要求所描述的方式來結合不同的從屬權利要求和本文中所述的特征。還可以理解的是，結合單獨實施例所描述的特征可以使用在其他所述實施例中。