本發明屬于電子與醫療器械技術，特別涉及腫瘤不可逆性電穿孔治療儀器，具體涉及一種隔離式方波不可逆電穿孔儀。

背景技術：

電穿孔是在脈沖電場作用下，細胞膜產生微孔的物理過程，細胞膜的電穿孔是一種現象。根據脈沖電場強度、脈出寬度和作用次數的不同，電穿孔分為可逆電穿孔和不可逆電穿孔；可逆電穿孔是在細胞膜應用適當強度和寬度的電場，脈沖電場使磷脂或磷脂蛋白膜上產生暫時、可逆的孔道或通透。當細胞暴露在電場中，在細胞膜上誘發跨膜電壓，如果電壓超過某一個值時，導致細胞膜的通透性和電導率顯著增加，一般要增加幾個數量級，在脈沖電場作用過后，孔道自然封閉，細胞會恢復正常狀態，由于膜的通透性增加，在其它運輸機制下不能穿越細胞膜的分子可以穿越細胞膜；可逆電穿孔使細胞內外分子交換能力顯著增加，有利于細胞吸收各種藥物、基因物質、蛋白質和其它大分子等。

電脈沖與化療藥物相結合治療腫瘤，創立了腫瘤的電脈沖化學療法，此法可比常規化療效果更好，而副作用更小。當脈沖電場超過細胞可承受的極限時，電場過后，細胞膜不能重新封閉，細胞出現不可恢復的破裂導致細胞死亡，這種現象稱作不可逆性電擊穿。是否發生不可逆電穿孔，與電脈沖的寬度、脈沖幅度、脈沖次數以及細胞的物理化學特性有關。在過去的電穿孔應用研究中，如基因轉染、腫瘤電脈沖化療等，利用細胞的可逆性電擊穿現象，控制不可逆性電擊穿現象。將電脈沖引人到腫瘤組織中，使惡性腫瘤細胞發生不可逆性電擊穿，這樣就破壞了腫瘤的生存條件，達到了殺傷腫瘤細胞的目的。這種不用化療藥物，單獨使用強脈沖電場可以導致腫瘤細胞程序性死亡(凋亡)并能有效抑制腫瘤的生長，這種腫瘤治療方法稱為不可逆電穿孔腫瘤消融術。

經過各國學者多年的研究證實，不可逆電穿孔所用脈沖電場強度為1.5kV/cm，脈沖寬度為100μs時治療效果最為明顯，因此臨床用電穿孔儀采用脈沖幅度為3kV，脈沖寬度為100μs的方波脈沖，最大輸出電流可達50A，脈沖功率將達到150kW。每次治療脈沖數為90個，脈沖時間間隔為100～1000ms，一次治療可創建約2cm×2cm×3cm的消融區，這個脈沖寬度和脈沖功率如果利用脈沖變壓直接隔離，設備的重量將變得不可接受，因此，目前大多數采用儲能電容直接放電方式，如果在一次脈沖結束時，方波電壓的幅度下降5％，則儲能電容的容量為33μF。因此放電之前，儲能電容器需要儲存145J的能量，這相當于體外除顫器放電時釋放的能量，這就要求放電電路必須非常可靠，否則，一旦發生故障，儲能電容中的能量將全部釋放給患者，這將會帶來災難性后果。

技術實現要素：

本發明的目的為解決現有技術的上述問題和不足，本發明提供了一種隔離式方波不可逆電穿孔儀，本發明的不可逆電穿儀輸出波形為方波，能減少電穿孔過程中熱量的產生，使活細胞產生不可逆性電擊穿，可以用于實體腫瘤治療的在體或離體治療實驗研究，提高了不可逆性電穿孔儀的電氣安全性，為了實現上述目的，本發明采用的技術方案如下：

一種隔離式不可逆電穿孔儀，包括電源變換電路、儲能電路、隔離式變換電路、信號控制器、電極、采集輸出單元和電源，所述電源的輸出端與電源變換電路連接，該電源變換電路依次通過儲能電路與隔離式變換電路的信號輸入端連接，隔離式變換電路的輸出端分別與電極的正極、采集輸出單元的輸入端連接，該采集輸出單元的輸出端與隔離式變換電路的調節輸入端連接，所述信號控制器分別與電源變換電路的控制輸入端、隔離式變換電路的控制輸入端連接，所述儲能電路的電壓輸出端還與所述電源變換電路的調節輸入端連接。

較佳地，所述電源變換電路包括脈寬調制電路、升壓電路、濾波電路和整流電路，所述脈寬調制電路的信號輸出端與升壓電路的控制端連接，該升壓電路的通過濾波電路與所述整流電路的輸入端連接，所述電源還分別與所述升壓電路、濾波電路的輸入端連接，所述整流電路的輸出端與儲能電路連接，所述儲能電路的輸出端通過所述隔離式變換電路與所述電極的正極連接，所述儲能電路的輸出端還與所述脈寬調制電路的調節輸入端連接，所述隔離式變換電路的輸出端通過所述采集輸出單元的輸出端與隔離式變換電路的調節輸入端連接。

較佳地，所述脈寬調制電路包括PWM控制器、電阻R1、電阻R2、電阻R3、可調電阻R4、電阻R5、電容C1和電容C2，所述升壓電路包括場效應管Q1、場效應管Q2和升壓變壓器T1，所述儲能電路包括電容C3和電容C4，所述整流電路包括二極管D1和二極管D2，所述電阻R1的一端與PWM控制器的振蕩放電輸出端連接，所述電阻R2的一端與PWM控制器的振蕩定時電阻輸入端連接，電容C1的一端與PWM控制器的振蕩定時電容輸入端連接，所述電阻R1的另一端、電阻R2的另一端和電容C1的另一端都與地連接，所述電阻R3的一端、可調電阻R4的一端、可調電阻R4的中心抽頭與PWM控制器反相誤差輸入端連接，可調電阻R4的另一端與地連接，所述PWM控制器的第一互補輸出端與場效應管Q1的柵極連接，PWM控制器的第二互補輸出端與場效應管Q2的柵極連接，所述場效應管Q1的漏極與升壓變壓器T1原邊抽頭的一端連接，該場效應管Q1的源極分別與PWM控制器的外部關斷信號輸入端、電阻R5的一端、場效應管Q2的源極連接，所述電阻R5的另一端與地連接，所述場效應管Q2的漏極與升壓變壓器T1原邊抽頭的另一端連接，升壓變壓器T1的中心抽頭分別與所述電源的輸入端、濾波電路連接，所述升壓變壓器T1副邊抽頭的一端分別與二極管D1的陽極、二極管D2的陰極連接，所述升壓變壓器T1副邊抽頭的另一端分別與電容C3的負極、電容C4的正極連接，所述電容C3的正極分別與電阻R3的另一端、二極管D1的陰極、隔離式變換電路的信號輸入端連接，該隔離式變換電路的變換輸出端通過采集輸出單元反饋輸入至隔離式變換電路的調節輸入端，所述電容C4的負極與地連接，所述PWM控制器的電容輸入端與信號控制器的輸入/輸出控制端口連接。

較佳地，所述電源為0～36V的交流電壓，頻率為30～100kHz。

較佳地，所述PWM控制器輸出的頻率為50kHz的方波脈沖信號，該PWM控制器采用的型號為SG3525芯片，所述場效應管Q1和場效應管Q2采用的型號為IRF540作為開關管。

較佳地，所述電容C3、電容C4的容值不低于2200μF，耐壓值不低于450V。

較佳地，所述隔離式變換電路包括高速脈寬調制控制器、第一數字隔離驅動器、第二數字隔離驅動器、第一功率放大器、第二功率放大器、第三功率放大器、第四功率放大器、隔離變壓器T2、二極管D3、二極管D4、二極管D5、二極管D6、電感L1和電容C6，所述采集輸出單元包括電阻R6、電流傳感T3和可調電阻R7，所述第一數字隔離驅動器的使能端、第二數字隔離驅動器的使能端分別與信號控制器的輸入/輸出控制端口連接，所述高速脈寬調制控制器的第一輸出控制端與第一數字隔離驅動器的第一輸入端、第二數字隔離驅動器的第二輸入端端連接，所述高速脈寬調制控制器的第二輸出控制端與第一數字隔離驅動器的第二輸入端、第二數字隔離驅動器的第一輸入端連接；

所述第一功率放大器的漏極、第三功率放大器的漏極與所述儲能電路的輸出端連接，第一功率放大器柵極與第一數字隔離驅動器的第一驅動輸出端連接，第一功率放大器的源極與地連接，第二功率放大器的柵極與第一數字隔離驅動器的第二驅動輸出端連接，第二功率放大器的源極與地連接，第三功率放大器的柵極與第二數字隔離驅動器的第一驅動輸出端連接，所述第四功率放大器的柵極與第二數字隔離驅動器的第二驅動輸出端連接，所述第四功率放大器的源極與地連接，所述第一功率放大器的源極、第二功率放大器的漏極與隔離變壓器T2原邊的一抽頭連接，所述第三功率放大器的源極、第四功率放大器的漏極與隔離變壓器T2原邊的另一抽頭連接，所述隔離變壓器T2副邊的一抽頭與二極管D3的陽極、二極管D5的陰極連接，所述隔離變壓器T2副邊的另一抽頭與二極管D4的陽極、二極管D6的陰極連接連，所述二極管D3的陰極、二極管D4的陰極分別與電感L1的一端連接，電感L1的一端分別與電阻R6的一端、電容C6的正極、電極的正極連接，所述電極的負極分別與二極管D5的陽極、二極管D6的陽極、電容C6的負極、電流傳感T3原邊的一抽頭連接，所述電流傳感T3原邊的另一抽頭與電阻R6的另一端連接，該電流傳感T3副邊的一抽頭分別與可調電阻R7的一端、可調電阻R7的中心抽頭、PWM控制器反相誤差輸入端連接，電流傳感T3副邊的另一抽頭、可調電阻R7的另一端分別與地連接。

較佳地，所述第一數字隔離驅動器、第二數字隔離驅動器采用型號為Si82390芯片，所述高速脈寬調制控制器采用的型號為UC3825控制芯片，所述第一功率放大器、第二功率放大器、第三功率放大器、第四功率放大器采用碳化硅功率MOSFET管或IGBT功率管，該碳化硅功率MOSFET管或IGBT功率管的擊穿電壓為1200V。

較佳地，所述碳化硅功率MOSFET管采用的型號為C2M0025120D功率管。

綜上所述，本發明由于采用了上述技術方案，本發明具有以下有益效果：

(1)、本發明采用隔離式變換技術，提高了不可逆性電穿孔儀的電氣安全性，降低了設備的體積，減少了設備的重量，隔離式變換輸出的波形為方波，能減少電穿孔過程中熱量的產生；

(2)、隔離式脈沖變換器輸出的電壓采用隔離式電流傳感檢測輸出電壓，提高了穩壓器的響應速度，穩定了輸出電壓的幅度，降低了變換器的輸出阻抗以及降低了對儲能電容器的充電電壓要求，因而降低了對開關器件的耐壓要求。

(3)、采用隔離式脈沖變換器，可根據增加變壓器的變比提高輸出脈沖的幅度，擴大單次消融的治療范圍，對隔離式脈沖變換的輸出波形采用LC濾波器降低了輸出的紋波，改善輸出脈沖的上升沿河下降沿波形。

附圖說明

為了更清楚地說明本發明實例或現有技術中的技術方案，下面將對實施實例或現有技術描述中所需要的附圖做簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發明的一些實例，對于本領域普通技術人員來說，在不付出創造性的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。

圖1是本發明一種隔離式方波不可逆電穿孔儀的原理框圖。

圖2是本發明的電源變換電路原理框圖。

圖3是本發明的電源變換電路的工作原理圖。

圖4是本發明的隔離式變換電路的工作原理圖。

圖5是本發明的信號控制器輸出波形圖。

圖6是本發明的升壓變壓器變換后輸出的波形圖。

圖7是本發明的電極的輸出波形圖。

具體實施方式

下面將結合本發明實例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有作出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明保護的范圍。

參見圖1，一種隔離式方波不可逆電穿孔儀，包括電源變換電路1、儲能電路2、隔離式變換電路3、信號控制器4、電極5、采集輸出單元6和電源7，所述電源7的輸出端與電源變換電路1連接，該電源變換電路1依次通過儲能電路2與隔離式變換電路3的信號輸入端連接，該隔離式變換電路3的輸出端分別與電極5的正極、采集輸出單元6的輸入端連接，該采集輸出單元6的輸出端與隔離式變換電路3的調節輸入端連接，所述信號控制器4分別與電源變換電路1的控制輸入端、隔離式變換電路3的控制輸入端連接，所述儲能電路3的電壓輸出端還與所述電源變換電路1的調節輸入端連接。所述電源7為0～36V的直流電壓，頻率為30～100kHz。本發明實施例中，是通過開關電源模將220V市電降壓后產生隔離輸出的24V電源電壓，通過使用24V電源電壓對儲能電路2進行充放電，以確保輸出脈沖的幅度大小，儲能電路2輸出的儲能電壓經隔離式變換電路3為電極5提供高能量脈沖，為了提高隔離式變換電路3輸出的脈沖幅度、降低輸出電路中的放電開關的耐壓、提高放電速度，儲能電路2采用多個電容進行并聯或串聯儲能進行充放電的工作方式，通過控制隔離式變換電路3的工作時間即可獲得所需的方波脈沖，脈沖的幅度確定脈沖在腫瘤組織中形成的電場強度，而電場強度決定消融范圍和消融效果，電場強度過低，達不到形成不可逆性電穿孔的電場強度，而電場強度過高會損傷正常組織。

在本發明實施例中，結合圖1、圖2和圖3所示，所述電源變換電路1包括脈寬調制電路100、升壓電路101、濾波電路102和整流電路103，所述脈寬調制電路100的信號輸出端與升壓電路101的控制端連接，該升壓電路101的通過濾波電路102與所述整流電路103的輸入端連接，所述電源7還分別與所述升壓電路101、濾波電路102的輸入端連接，所述整流電路103的輸出端與儲能電路2連接，所述儲能電路2的輸出端通過所述隔離式變換電路3與所述電極5的正極連接，所述儲能電路2的輸出端還與所述脈寬調制電路100的調節輸入端連接，所述隔離式變換電路3的輸出端通過所述采集輸出單元6的輸出端與隔離式變換電路3的調節輸入端連接；所述脈寬調制電路100包括PWM控制器IC1、電阻R1、電阻R2、電阻R3、可調電阻R4、電阻R5、電容C1和電容C2，所述升壓電路101包括場效應管Q1、場效應管Q2和升壓變壓器T1，所述儲能電路2包括電容C3和電容C4，所述整流電路102包括二極管D1和二極管D2，所述電阻R1的一端與PWM控制器IC1的振蕩放電輸出端DIS連接，所述電阻R2的一端與PWM控制器IC1的振蕩定時電阻輸入端RT連接，電容C1的一端與PWM控制器IC1的振蕩定時電容輸入端CT連接，所述電阻R1的另一端、電阻R2的另一端和電容C1的另一端都與地連接，所述電阻R3的一端、可調電阻R4的一端、可調電阻R4的中心抽頭與PWM控制器IC1反相誤差輸入端INV連接，可調電阻R4的另一端與地連接，所述PWM控制器IC1的第一互補輸出端OUTA與場效應管Q1的柵極連接，PWM控制器IC1的第二互補輸出端OUTB與場效應管Q2的柵極連接，所述場效應管Q1的漏極與升壓變壓器T1原邊抽頭的一端連接，該場效應管Q1的源極分別與PWM控制器IC1的外部關斷信號輸入端SD、電阻R5的一端、場效應管Q2的源極連接，所述電阻R5的另一端與地連接，所述場效應管Q2的漏極與升壓變壓器T1原邊抽頭的另一端連接，升壓變壓器T1的中心抽頭分別與所述電源7的輸入端、濾波電路103連接，所述升壓變壓器T1副邊抽頭的一端分別與二極管D1的陽極、二極管D2的陰極連接，所述升壓變壓器T1副邊抽頭的另一端分別與電容C3的負極、電容C4的正極連接，所述電容C3的正極分別與電阻R3的另一端、二極管D1的陰極、隔離式變換電路3的信號輸入端連接，該隔離式變換電路3的變換輸出端通過采集輸出單元6反饋輸入至隔離式變換電路3的調節輸入端，所述電容C4的負極與地連接，所述PWM控制器IC1的電容輸入端SS與信號控制器4的輸入/輸出控制端口I/O連接。所述PWM控制器IC1輸出的頻率為50kHz的方波脈沖信號，該PWM控制器IC1采用的型號為SG3525芯片，所述場效應管Q1和場效應管Q2采用的型號為IRF540作為開關管，所述信號控制器4采用單片機控制芯片。

在本發明中，如圖3所示，所示PWM控制器IC1的電容輸入端SS端(第八腳)與信號控制器4的輸入/輸出端口I/O相連，此信號控制器4的輸入/輸出端口I/O輸出高電平時，PWM控制器IC1被啟動，啟動整個電源變換電路1對電容充電，即為儲能電容C3、電容C4充電。所述PWM控制器IC1及其輔助元件電阻R2、電阻R1和電容C1構成PWM控制器的振蕩電路，電阻R1為放電電阻，電容C1為定時電容，通過PWM控制器IC1進行定時放電調整時，輸出兩路頻率為50kHz的方波脈沖，該脈沖的寬度受到PWM控制器IC1內部誤差放大器的輸出端E/AOUT(第九引腳)上的電壓的控制，場效應管Q1、場效應管Q2和升壓變壓器T1構成推挽式變換電路，將24V交流電源換成50kHz的方波脈沖施加到升壓變壓器T1的原邊，并在升壓變壓器T1副邊產生幅度為400V、頻率為50kHz的方波脈沖，因此，電容C3、電容C4的容值不低于2200μF，耐壓值不低于450V。所述二極管D1、二極管D2和電容C3、電容C4構成倍壓式整流電路，它將升壓變壓器T1副邊的輸出脈沖整流后向電容C3、電容C4充電，電容C3、電容C4組成的串聯等效電容作為儲能電容器，電容C3的電壓反饋輸入至電阻R3和可調電阻R4構成的分壓電路用于檢測儲能電容器兩端的電壓，并反饋到PWM控制器IC1內部誤差放大器的反相誤差輸入端INV(第一引腳)，儲能電容器的輸出電壓(電容C3的輸出電壓)升高時，PWM控制器IC1的誤差的反相誤差輸入端INV電壓升高，輸出脈沖寬度變小，使輸出電壓下降；調節可調電阻R4即可改變儲能電容的充電值，使PWM控制器IC1內部誤差放大器的反相輸入端INV(第一引腳)保持與5.1V基準電壓相等，PWM控制器IC1內部誤差放大器的同相輸入端NI(第二引腳)與基準端VREF(第十六引腳)相連；PWM控制器IC1內部誤差放大器對其同相輸入端NI(第二引腳)和反相輸入端INV(第一引腳)上的電壓進行比較，并根據它們之間的電位差來改變PWM控制器IC1內部誤差放大器的輸出端E/AOUT(第三引腳)上的電壓，當隔離式變換電路3輸出脈沖幅度大于設置值時，PWM控制器IC1輸出脈沖的寬度變窄，輸出電壓下降，反之，當隔離式變換電路3輸出脈沖幅度小于設置值時，PWM控制器IC1輸出脈沖的寬度變寬，輸出電壓上升，這樣使整個隔離式不可逆電穿孔儀電路形成一個閉環負反饋，確保輸出脈沖幅度的穩定度；電阻R5為電流檢測電阻，其電阻值大小為20mΩ，它將場效應管Q1、場效應管Q2的源極電流轉換成電壓，并送到PWM控制器IC1的外部關斷信號輸入端SD(第十引腳)，以限制最大充電電流。當電阻R5兩端的電壓達到1V時，PWM控制器IC1立即將場效應管Q1、場效應管Q2關斷，直到下一個工作周期開始。

在本發明實施例中，如圖4所示，所述隔離式變換電路3包括高速脈寬調制控制器IC2、第一數字隔離驅動器IC3、第二數字隔離驅動器IC4、第一功率放大器QA、第二功率放大器QB、第三功率放大器QC、第四功率放大器QD、隔離變壓器T2、二極管D3、二極管D4、二極管D5、二極管D6、電感L1和電容C6，所述采集輸出單元6包括電阻R6、電流傳感T3和可調電阻R7，所述第一數字隔離驅動器IC3的使能端EN1、第二數字隔離驅動器IC4的使能端EN2分別與信號控制器4的輸入/輸出控制端口I/O連接，所述高速脈寬調制控制器IC2的第一輸出控制端OUTA1與第一數字隔離驅動器IC3的第一輸入端VIA1、第二數字隔離驅動器IC4的第二輸入端端IB2連接，所述高速脈寬調制控制器IC2的第二輸出控制端OUTB2與第一數字隔離驅動器IC3的第二輸入端VIB2、第二數字隔離驅動器IC4的第一輸入端VIA2連接；所述第一功率放大器QA的漏極、第三功率放大器QC的漏極與所述儲能電路2的輸出端連接，第一功率放大器QA柵極與第一數字隔離驅動器IC3的第一驅動輸出端VOA1連接，第一功率放大器QA的源極與地連接，第二功率放大器QB的柵極與第一數字隔離驅動器IC3的第二驅動輸出端VOB1連接，第二功率放大器QB的源極與地連接，第三功率放大器QC的柵極與第二數字隔離驅動器IC4的第一驅動輸出端VOA2連接，所述第四功率放大器QD的柵極與第二數字隔離驅動器IC4的第二驅動輸出端VOB2連接，所述第四功率放大器QD的源極與地連接，所述第一功率放大器QA的源極、第二功率放大器QB的漏極與隔離變壓器T2原邊的一抽頭連接，所述第三功率放大器QC的源極、第四功率放大器QD的漏極與隔離變壓器T2原邊的另一抽頭連接，所述隔離變壓器T2副邊的一抽頭與二極管D3的陽極、二極管D5的陰極連接，所述隔離變壓器T2副邊的另一抽頭與二極管D4的陽極、二極管D6的陰極連接連，所述二極管D3的陰極、二極管D4的陰極分別與電感L1的一端連接，電感L1的一端分別與電阻R6的一端、電容C6的正極、電極5的正極連接，所述電極5的負極分別與二極管D5的陽極、二極管D6的陽極、電容C6的負極、電流傳感T3原邊的一抽頭連接，所述電流傳感T3原邊的另一抽頭與電阻R6的另一端連接，該電流傳感T3副邊的一抽頭分別與可調電阻R7的一端、可調電阻R7的中心抽頭、PWM控制器IC1反相誤差輸入端INV連接，電流傳感T3副邊的另一抽頭、可調電阻R7的另一端分別與地連接。

結合圖1、圖2、圖3、圖4和圖5所示，所述PWM控制器IC1按照輸出脈沖的控制指令，PWM控制器IC1的第一互補輸出端OUTA、第二互補輸出端OUTB分別輸出高電平或低電平，輸出高電平時，相應的場效應管Q1、場效應管Q2導通，輸出低電平時，場效應管Q1、場效應管Q2導通相應地截止。當場效應管Q1、場效應管Q2導通時，24V的交流電壓通過由二極管D1、二極管D2和電容C3、電容C4構成倍壓式整流電路，然后輸出的電壓送入隔離式變換電路3中的第一功率放大器QA的漏極和第三功率放大器QC的漏極，電容C3、電容C4采用聚丙烯薄膜電容器，其電容值不小于2200μF，耐壓值不低于450V，具有良好的溫度穩定性，保障電容器可靠工作，無感特性，能承受很高的峰峰值電流和高頻有效值電流。信號控制器4的輸入/輸出控制端口I/O同時通過控制第一數字隔離驅動器IC3的使能端EN1和第二數字隔離驅動器IC4使能端EN2，信號控制器4的輸入/輸出控制端口I/O輸出高電平時，第一數字隔離驅動器IC3、第二數字隔離驅動器IC4工作，此時，第一數字隔離驅動器IC3和第二數字隔離驅動器IC4同時對高速脈寬調制控制器IC2的第一輸出控制端OUTA1和第二輸出控制端OUTB2輸出的脈沖進行電流放大，相應地，第一數字隔離驅動器IC3的第一驅動輸出端VOA1和第二驅動輸出端VOB1輸出的電流(或電壓)等于第一數字隔離驅動器IC3的第一輸入端VIA1和第二輸入端VIB1的電流或電壓)，第二數字隔離驅動器IC4的第一驅動輸出端VOA2和第一驅動輸出端VOB2輸出的電流(或電壓)等于第二數字隔離驅動器IC4的第一輸入端VIA2和第二輸入端VIB2的電流(或電壓)；信號控制器4的輸入/輸出控制端口I/O輸出低電平時，第一數字隔離驅動器IC3、第二數字隔離驅動器IC4停止工作，因此信號控制器4的輸入/輸出控制端口I/O輸出高電平持續的時間(脈沖寬度)就是輸出脈沖串的寬度，如圖5所示，為信號控制器4輸出波形，通過設置信號控制器4的是輸出脈沖串的寬度，從而控制施加電極5上的脈沖的幅度。

在本發明中，如圖4所示，所述第一數字隔離驅動器IC3、第二數字隔離驅動器IC4采用的型號為數字隔離驅動器Si82390芯片，所述高速脈寬調制控制器IC2采用的型號為UC3825控制芯片，通過信號控制器4對兩個隔離驅動器進行獨立輸入控制相結合，輸出隔離驅動信號，特別適用于驅動支持高達5kVrms的電源MOSFET和IGBT功率管。它們具有高共模瞬變抑制能力達100kV/μs，低傳播延遲時間為30ns，并減少溫度、老化和部件間變化，輸出UVLO故障檢測和反饋可自動關閉兩個驅動器，因而可具有極高的可靠性，所述第一數字隔離驅動器IC3、第二數字隔離驅動器IC4還采用三個獨立直流電源供電，一個是+5V，另外兩個是+15V，在三個獨立電源的供電端分別連接有濾波電容C2_1、濾波電容C2_2、濾波電容C2_3、濾波電容C2_4、濾波電容C2_5和濾波電容C2_6，這些濾波電容都采用鉭電容，用于消除電壓瞬變引起的干擾，因此，本發明可輸出3kV的單向方波脈沖，脈沖的上升時間和下降時間小于1μs，脈沖寬度為100μs，脈沖電流峰值可達50A。

在本發明實施例中，如圖4所示，所述第一功率放大器QA、第二功率放大器QB、第三功率放大器QC和第四功率放大器QD都采用碳化硅功率MOSFET管或IGBT功率管，所述碳化硅功率MOSFET管采用的型號為C2M0025120D功率管，可提供高速切換，該碳化硅功率MOSFET管或IGBT功率管的漏-源擊穿電壓為1200V，開關的時間小于0.1μs，導通電阻為25mΩ，脈沖電流高達250A。隔離變壓器T2有兩個作用：一個作用是將原邊電壓按照匝數比進行升壓；另一個作用是在原邊和副邊之間實現電氣隔離。所述高速脈寬調制控制器IC2的第一輸出控制端OUTA1和第二輸出控制端OUTB2輸出兩路相位相差180°的雙路PWM信號，同時送給第一數字隔離驅動器IC3的第一輸入端VIA1和第二輸入端VIB1以及第二數字隔離驅動器IC4的第一輸入端VIA2和第二輸入端VIB2，進行電流放大和電平轉換；其中，具體的連接方式是將第一數字隔離驅動器IC3的第一輸入端VIA1與第二數字隔離驅動器IC4的第二輸入端VIB2連接，第一數字隔離驅動器IC3的第二輸入端VIB1與第二數字隔離驅動器IC4的第一輸入端VIA2連接；第一數字隔離驅動器IC3與第一功率放大器QA的漏極、第二功率放大器QB構成一個半橋，第二數字隔離驅動器IC4與第三功率放大器QC、第四功率放大器QD構成另一個半橋。高速脈寬調制控制器IC2輸出的雙路脈沖，經第一數字隔離驅動器IC3和第二數字隔離驅動器IC4的電流放大和電平轉換后分別驅動開關管(即第一功率放大器QA、第二功率放大器QB、第三功率放大器QC和第四功率放大器QD導通或截止)，使第一功率放大器QA、第四功率放大器QD同時導通，第二功率放大器QB和第三功率放大器QC同時導通。當第一功率放大器QA、第四功率放大器QD導通時，將隔離變壓器T2的原邊加上正的電壓(+Vi)，即同名端為正；當第二功率放大器QB和第三功率放大器QC導通時，將隔離變壓器T2的原邊加上負的電壓(-Vi)，即同名端為負，從而在隔離變壓器T2的原邊上施加交變的方波，在副邊上按照匝數比感應輸出交變的方波，并經二極管D3、二極管D4、二極管D5和二極管D6進行整流，然后通過電感L1和電容C6進行濾波后輸出直流電壓Vo，該輸出直流電壓Vo再通過治療電極5直接施加到靶組織上。

在本發明實施例中，如圖4所示，電阻R6用于檢測輸出電壓的幅度，根據歐姆定律，流過R6的電流與輸出電壓成比例，電流互感器T3的副邊電流與原邊電流成比例，而電流互感器T3原邊電流與副邊輸出電壓成比例，因而電流互感器T3的副邊電流在電阻R7上產生的電壓Vs與輸出直流電壓Vo成比例，電壓Vs送給PWM控制器IC1內部誤差放大器的反相輸入端INV(第一引腳)，當電感L1和電容C6進行濾波后輸出直流電壓Vo的脈沖幅度大于設置值時，PWM控制器IC1輸出脈沖的寬度變窄，電感L1和電容C6進行濾波后輸出直流電壓Vo下降。反之，當電感L1和電容C6進行濾波后輸出直流電壓Vo的脈沖幅度小于設置值時，PWM控制器IC1輸出脈沖的寬度變寬，電感L1和電容C6進行濾波后輸出直流電壓Vo的上升。這樣使整個隔離式不可逆電穿孔儀電路形成一個閉環負反饋，確保輸出脈沖幅度的穩定度。脈沖幅度的調節通過以下兩個步驟：首先通過調節圖3中的可調電阻R4，對儲能電容的充電電壓值進行設置，使其比需要的值稍微高一些；然后調節圖4中的可調電阻R7來調節穩壓幅度。可調電阻R4和可調電阻R7可以選用模擬電位器，也可選用數字電位器。

本發明采用高頻電磁不可逆隔離技術，首先將儲能電容中電壓轉換成脈沖寬度為1μs，頻率為450kHz的高頻脈沖，經脈沖隔離變壓器T2變換后，在其副邊繞組產生最大幅度為3kV的頻率900kHz的高頻脈沖，經整流濾波后，產生100μs的方波脈沖，且輸出脈沖的幅度受到脈寬調制控制，圖6為隔離式變換電路調制后通過隔離變壓器T2輸出的波形，其輸出幅度為1.5kV左右，利用隔離型負反饋網絡將輸出脈沖的幅度穩定在設定值，確保有效地控制消融區的邊界，提高了儀器設備的可靠性，降低了對儲能電容容量的要求；本發明通過控制隔離式變換電路3的可獲得所需的方波脈沖，脈沖的幅度確定脈沖在腫瘤組織中形成的電場強度，而電場強度決定消融范圍和消融效果，電場強度過低，達不到形成不可逆性電穿孔的電場強度，而電場強度過高會損傷正常組織。主要控制以下參數包括：其一是隔離式變換電路3的啟動和關閉，即輸出脈沖寬度；其次是脈沖的次數，治療開始時，首先，操作人員根據消融組織的體積確定輸出電極5的間距確定輸出電脈沖的幅度(1.5kV/cm)，通過濾波之后加在電極5正、負兩極的場強E＝V/L，V為電極5正、負兩極之間的電壓，電極5正、負兩極之間的距離，距離L越近，場強越強，若經脈沖隔離變壓器T2變換后，在其副邊繞組產生最大幅度為3kV，電極5正、負兩極之間的距離L為2cm，則可以產生1.5kV/cm的電場強度，滿足不可逆電穿孔技術要求，圖7為電極5上的輸出波形圖，即為電穿孔的脈沖幅值，使輸出電場強度在不可逆性電穿孔的閾值(1.5kV/cm)以上，其次，通過信號控制器4設置輸出脈沖的幅度，脈沖寬度，脈沖次數和脈沖時間間隔等參數；最后，根據輸出脈沖幅度的設置值，圖5所示，通過信號控制器4分別設定儲能電容充電源的充電電壓和隔離式高頻變換器的輸出幅度。

以上所述僅為發明的較佳實施例而已，并不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。