本發明屬于集成電路
技術領域：
，涉及一種cmos反相器mos閾值電壓的測量方法，可用于數字電路設計和仿真中閾值電壓的提取和分析。
背景技術：
：反相器是將輸入信號的相位反轉180度的電路。常見反相器有兩種，分別是ttl非門和cmos(complementarymetaloxidesemiconductor，互補金屬氧化物半導體)反相器。ttl非門的輸入結構和輸出結構均由半導體三極管和電阻構成。cmos反相器由兩個增強型mos(metaloxidesemiconductor金屬氧化物半導體)組成，分別為nmos(n-metal-oxide-semiconductor，n型金屬氧化物半導體)和pmos(p-metal-oxide-semiconductor，p型金屬氧化物半導體)。cmos反相器較ttl反相器功耗小、抗干擾性強、工作電壓范圍更廣，因此廣泛的用于數字電路系統設計中。mos的閾值電壓是使源端半導體表面達到強反型的柵壓，是區分mos器件導通電壓和截止電壓的分界點。目前，閾值電壓的測量方法主要有兩大類：一類是基于mos電流和電壓關系式的測量方法，如恒定電流法、線性外推法、二階導數法等。另一類是基于mos器件的電學特性，設計特定的測量電路完成閾值電壓的測量。cmos反相器內部，由于nmos和pmos的柵極和漏極對接，除非破壞cmos反相器的外部封裝，否則僅通cmos反相器的輸入端和輸出端無法測量nmos和pmos各自的電壓和電流，因此基于電流和電壓關系式的測量方法對cmos反相器mos閾值電壓的測量不適用。而基于mos器件電學特性的特定測量電路，通常是針對單個mos器件設計的測量電路。目前，基于mos器件電學特性的測量方法主要有以下幾種：1、通過待測器件的應力態和測量態來計算待測器件的閾值電壓。測量單個待測mos在應力態和測量態下與參照晶體管的輸出電壓差，計算得到單個待測mos的閾值電壓。例如，專利授權號為cn103576065b，名稱為“一種晶體管閾值電壓的測試電路”的中國專利，公開了一種閾值電壓測試方法，該方法通過在公開的測試電路中加入開關電路，測量開關電路控制待測器件在電路處于斷路時的應力狀態和測試電路通路時的測量狀態，計算得到待測器件的閾值電壓。該方法的可操作性高，易于工程實現，但是如果要測量cmos反相器內部nmos的閾值電壓和pmos的閾值電壓，需分別單獨測量nmos的閾值電壓和pmos的閾值電壓，測量效率低，并且依賴的電路設計復雜，測量時間較長。2、通過設計一種可以從外部改變電路工作條件的電路來測量mos的閾值電壓。測量單個待測mos對電容的充電時間，計算得到單個待測mos的漏電流，進而計算得到單個待測mos的閾值電壓。例如，專利授權號為cn103323763b，名稱為“一種測量閾值電壓和飽和漏電流退化電路”的中國專利，公開了一種閾值電壓的測量方法，通過測量鋸齒波的周期，帶入電容的計算公式，得到mos飽和漏電流的退化值，將該值帶入mos飽和區的電流電壓公式，得到了mos的閾值電壓。該方法測量準確度較高，但是如果要測量cmos反相器內部nmos的閾值電壓和pmos的閾值電壓，則需分別單獨測量nmos的閾值電壓和pmos的閾值電壓，測量效率低。上述現有技術只能分別測量nmos和pmos的閾值電壓，對于已封裝的cmos反相器，分別測量nmos的閾值電壓和pmos的閾值電壓的方法測量效率低，且不易于工程實現。技術實現要素：本發明的目的在于克服上述現有技術存在的不足，提供了一種cmos反相器mos閾值電壓的測量方法，用于解決現有技術無法同時測量已封裝cmos反相器內部nmos閾值電壓和pmos閾值電壓的技術問題。為實現上述目的，本發明采取的技術方案包括如下步驟：(1)直流電壓源為cmos反相器施加直流電壓vdd，同時信號發生器為cmos反相器施加脈沖信號；(2)雙通道示波器同時采集cmos反相器的輸入電壓vin和輸出電壓vout；(3)利用輸入電壓vin和輸出電壓vout，繪制cmos反相器一個周期的靜態電壓傳輸曲線c；(4)計算靜態電壓傳輸曲線c轉換點vsp的增益v；(5)繪制轉換點增益直線f(x)：在靜態電壓傳輸曲線c上繪制一條通過轉換點vsp、且斜率等于轉換點vsp增益v的直線，得到轉換點增益直線f(x)；(6)計算轉換點增益直線f(x)與靜態電壓傳輸曲線c重合區間的端點：當x∈[0,vsp]時，將增益直線f(x)與靜態電壓傳輸曲線c的第一個重合點作為上端點p；當x∈(vsp,vdd]時，將增益直線f(x)與靜態電壓傳輸曲線c的分離點作為下端點n；(7)獲取nmos的閾值電壓vthn和pmos的閾值電壓vthp：通過重合區間的上端點p作一條斜率為1的上分隔直線lp(x)，通過重合區間的下端點n，作一條斜率為1的下分隔直線ln(x)，上分隔直線lp(x)與縱坐標正半軸的交點的負值為pmos的閾值電壓，下分隔直線ln(x)與橫坐標正半軸的交點為nmos的閾值電壓。本發明與現有技術相比，具有如下優點：1.本發明使用雙通道示波器直接采集待測cmos反相器兩端的電壓，通過對待測cmos反相器靜態電壓傳輸曲線的分析和計算，實現pmos閾值電壓和nmos閾值電壓的同時提取，減少了工作量，縮短了測量時間，與現有的閾值電壓測量技術相比，有效地提高了測量效率。2.本發明使用雙通道示波器直接采集待測cmos反相器兩端的電壓，與現有技術中需要額外為被測器件增加鏡像電路相比，降低了成本，并易于工程實現。3.本發明采用對待測cmos反相器靜態電壓傳輸曲線的分析和計算實現pmos閾值電壓和nmos閾值電壓的提取，與現有技術中只適用于特定寬長比的mos器件閾值電壓測量方法相比，具有通用性強的優點。附圖說明圖1為本發明適用的測量電路圖；圖2為本發明的實現流程框圖；圖3為本發明的靜態電壓傳輸曲線、轉換點增益直線、上分隔直線和下分隔直線的曲線關系圖。具體實施方式以下結合附圖和具體實施例，對本發明作進一步詳細說明。本實施例中的cmos反相器以fds8960c為例。參照圖1，一種cmos反相器mos閾值電壓的測量方法適用的電路，包括待測cmos反相器、信號發生器、負載電阻、雙通道示波器以及直流電源。其中，直流電源用于提供直流電壓；信號發生器，用于產生穩定的脈沖信號；雙通道示波器，用于同時采集被測cmos反相器的輸入信號和輸出信號；將fds8960c中nmos的柵極和pmos的柵極對接，nmos的漏極和pmos的漏極對接，nmos的源極接地，組成待測cmos反相器；待測cmos反相器的輸入端連接信號發生器；待測cmos反相器的輸出端連接負載電阻r；待測cmos反相器的輸入端連接雙通道示波器的第一端口，待測cmos反相器的輸出端連接雙通道示波器的第二端口；待測cmos反相器的電源端連接直流電源。參照圖2，一種cmos反相器mos閾值電壓的測量方法，包括如下步驟：步驟1，直流電壓源為cmos反相器施加直流電壓vdd，同時信號發生器為cmos反相器施加脈沖信號。cmos反相器是將輸入信號的相位反轉180度的電路，電路正常工作的條件是電源電壓vdd需大于nmos閾值電壓和pmos閾值電壓絕對值之和。本實施例中，直流電源為cmos反相器提供高電平vdd＝5.0v。本實施例中，信號發生器產生一個周期的脈沖信號,tr(risingtime上升時間)為100us，tf(fallingtime下降時間)為100us，pw(pulsewidth脈沖寬度)為200us，per(period周期)為600us。步驟2，雙通道示波器同時采集cmos反相器的輸入電壓vin和輸出電壓vout。同時采集cmos反相器兩端的電壓，可以獲得該cmos同一時刻的輸入電壓vin和輸出電壓vout，進而得到輸入電壓和輸出電壓一一對應的數值關系。雙通道示波器同時采集輸入電壓vin和輸出電壓vout，并將采集到的信號離散化，離散化隔間為0.1ns，得到下表1所示的部分輸入電壓和輸出電壓序列：表1輸入電壓vin輸出電壓vout5.000e+0002.324e-0084.999e+0002.323e-008……2.373e+0002.371e+0002.372e+0002.372e+000……4.999e+0005.671e-007步驟3，利用輸入電壓vin和輸出電壓vout，繪制cmos反相器一個周期的靜態電壓傳輸曲線c。靜態電壓傳輸是以輸入電壓vin作為橫軸，以輸出電壓vout作為縱軸，表征反相器電壓傳輸特性的曲線。由于輸入的脈沖電壓是周期性的，故只繪制一個周期的靜態電壓傳輸曲線。步驟4，計算靜態電壓傳輸曲線c轉換點vsp的增益v，計算公式為：其中，dvout是輸出電壓vout的導數，dvin是輸入電壓vin的導數，gmn是nmos的跨導，gmp是pmos的跨導，goupn是nmos的輸出跨導，goupp是pmos的輸出跨導。轉換點vsp的定義為輸入電壓vin和輸出電壓vout數值相等的點。轉換點vsp一定處于cmos反相器的飽和區。mos器件飽和區的電流電壓關系式：其中idn是nmos的漏源電流，idp是pmos的漏源電流。因為在cmos反相器中，nmos和pmos是串聯的，且nmos和pmos的漏源電流是等大反向的。根據電流的關系式可以得到在該區間內輸入電壓和輸出電壓的關系式：其中vin是輸入電壓，vdd是電源電壓，vthn是nmos的閾值電壓，vthp是pmos的閾值電壓，βn是nmos的跨導系數，βp是pmos的跨導系數。根據公式可知，飽和區，輸出電壓與輸出電壓不存在依賴關系。理想情況下，整個飽和區所有點的增益都應相等并趨于無窮大。實際上由于器件的不完全對稱等因素存在，飽和區的增益實際上是有限的。計算出的轉換點的增益即為該器件真實的飽和區增益。本實施例中，轉換點vsp的坐標為(2.372,2.372)，轉換點vsp的增益v＝-55.0。步驟5，繪制轉換點增益直線f(x)：在靜態電壓傳輸曲線c上繪制一條通過轉換點vsp、且斜率等于轉換點vsp增益v的直線，得到轉換點增益直線f(x)；轉換點增益直線f(x)是輸入電壓的函數。在飽和區，因為輸入電壓vin和輸出電壓vout沒有依賴關系，理想情況下該直線是一條垂直于橫軸的直線。實際上，由于飽和區所有點的增益都相等，并且該直線的斜率等于飽和區中轉換點vsp增益v，因此該直線是經過飽和合區的所有點的一條直線。本實施例中，增益直線的表達式為：f(x)＝-55(vin-2.372)+2.372步驟6，計算轉換點增益直線f(x)與靜態電壓傳輸曲線c重合區間的端點：當x∈[0,vsp]時，將增益直線f(x)與靜態電壓傳輸曲線c的第一個重合點作為上端點p；當x∈(vsp,vdd]時，將增益直線f(x)與靜態電壓傳輸曲線c的分離點作為下端點n；因為該增益直線是過飽和區所有點的直線，而飽和區的點也是靜態電壓傳輸曲線上的點。對于同一個點，在同一個坐標系下，過該點的直線和過該點的曲線，橫坐標和縱坐標是一一對應的。當f(vin)＝vout時，即可判斷該點一定是飽和區中的點。而cmos反相器其他工作區的點，由于輸入電壓和輸出電壓不滿足飽和區的工作特性，故不在該增益直線上，因此f(vin)≠vout。重合點應滿足的條件為：f(vin)＝vout，(vin,vout)∈c且vin∈[0,vsp]其中，(vin,vout)是靜態電壓傳輸曲線c上的點。分離點應滿足的條件為：f(vin)≠vout，(vin,vout)∈c且vin∈(vsp,vdd]本實施例中，vin∈[0,2.372]時，第一個重合點的坐標為(2.329,4.118)，即重合區上端點p的坐標為(2.329,4.118)；vin∈(2.372,5.0]時，分離點的坐標為(2.408,0.383)，即重合區下端點n的坐標為(2.408,0.383)。步驟7，獲取nmos的閾值電壓vthn和pmos的閾值電壓vthp。參照圖3，通過靜態電壓傳輸曲線c與轉換點增益直線f(x)重合區間的上端點p作一條斜率為1的上分隔直線lp(x)，通過靜態電壓傳輸曲線c與轉換點增益直線f(x)重合區間的下端點n，作一條斜率為1的下分隔直線ln(x)。上分隔直線lp(x)與縱坐標正半軸的交點的負值為pmos的閾值電壓，下分隔直線ln(x)與橫坐標正半軸的交點為nmos的閾值電壓；由于cmos飽和區中，nmos和pmos的電流是等大反向的，故而該區域內cmos的輸入電壓vin與輸出電壓vout沒有依賴關系，此時的nmos和pmos的柵區、漏區都進入預夾斷狀態，nmos和pmos同時恒流導通，則此時nmos飽和區的電壓關系為：vthn≤vgsn＜vdsn+vthn其中vgsn是nmos的柵源電壓，vdsn是nmos的漏源電壓，vthn是nmos的閾值電壓。此時pmos飽和區的電壓關系式為：vthp≥vgsp＞vdsp+vthp其中vgsp是pmos的柵源電壓，vdsp是pmos的源漏電壓，vthp是pmos的閾值電壓。因為在cmos反相器中，nmos和pmos的柵極相連，故有：vgsn＝vgsp＝vin因為在cmos反相器中，nmos和pmos的漏極相連，故有：vdsg＝vgsp＝vout將nmos和pmos飽和區的電壓關系式合并可以得到：vin-vthn≤vout＜vin-vthp因此在cmos反相器的飽和區里，輸出電壓是輸入電壓的一次函數，并且在vin＝vthn時，輸出電壓vout取最小值，在vin＝vthp時，輸出電壓vout取最大值。討輪輸出電壓vout取最小值的情況：vout＝vin-vthn該表達式畫在靜態電壓傳輸曲線c中是一條經過點(vthn,0)且斜率為1的直線。該直線的物理意義是nmos從截止狀態進入飽和狀態，pmos從線性狀態進入飽和狀態的分界線，因此該直線與靜態電壓傳輸曲線的交點即為cmos反相器飽和區的上端點p。同理，討論輸出電壓vout取最大值的情況：vout＝vin-vthp該表達式畫在靜態電壓傳輸曲線c中是一條經過點(0,-vthp)且斜率為1的點直線。該直線的物理意義是nmos從飽和狀態進入線性狀態，pmos從飽和狀態進入截止狀態的分界線，因此該直線與靜態電壓傳輸曲線的交點即為cmos反相器飽和區的下端點n。本實施例中，上分隔直線lp(x)的表達式為：lp(x)＝x+1.789下分隔直線ln(x)的表達式為：ln(x)＝x-2.025上分隔直線lp(x)與縱軸正半軸的交點為1.789，pmos的閾值電壓為交點的負值，即pmos的閾值電壓為-1.789v。下分隔直線ln(x)與橫軸正半軸的交點為2.026，則nmos的閾值電壓即為2.026v。本實施例采用的cmos反相器是由fds8960c雙mos管構成的。參考fds860c的數據手冊，官方給出在nmos的閾值電壓參考值為2v，pmos的閾值電壓參考值為-1.8v。為進一步說明本文方法的優點，本文采用目前測量閾值電壓最廣泛使用的線性外推法分別對該nmos和pmos做了測量。結果對比如表2所示：表2官方數據手冊線性外推法本發明方法nmos閾值電壓2v2.1v2.025vpmos閾值電壓-1.8v-1.9v1.789v由上表可知，本文的方法測量精度高，更接近數據手冊提供的參考值，且誤差在2％以內，證明本方法真實可靠，可用性高。以上描述僅是本發明的一個具體實例，顯然對于本領域的專業人員來說，在了解了本
發明內容和原理后，都可能在不背離本發明原理、結構的情況下，進行形式和細節上的各種修正和改變，但是這些基于本發明思想的修正和改變仍在本發明的權利要求保護范圍之內。當前第1頁12