專利名稱：用于開關電源轉換器的自適應控制型軟啟動方案的制作方法
技術領域：
本發明大體上涉及電源轉換器，并且更具體地涉及一種具有開關控制器的電源轉換器，其中所述開關控制器用于在啟動和/或通電復位(POR)時控制切換循環。
背景技術：
為了調節輸出電壓，電源轉換器通常要求可在電源轉換器的輸出電壓與參考電壓之間提供“誤差”信號的誤差電路系統。誤差電路系統應提供輸出電壓相對于參考電壓的數值和符號(正或負)。通過響應于誤差信號增大或減小傳送到電源轉換器輸出端的功率的量，電源轉換器能夠使用誤差信號對輸出電壓進行適當地調節。典型地，常規電源轉換器通過感測作為模擬值的輸出電壓、得出感測的輸出電壓與作為模擬值的參考電壓之間的差異并對其進行放大，來生成誤差信號。常規電源轉換器還可使用模擬-數字轉換器(A/D轉換器)來根據控制方案生成誤差信號。其它的常規電源轉換器可使用模擬誤差放大器生成誤差信號。在許多常規的隔離式開關電源轉換器中，直接在變壓器的次級側感測輸出電壓并將其與固定的參考電壓進行比較，從而將電源轉換器的輸出電壓調節到目標電平。替代地， 其它常規隔離式開關電源轉換器不直接感測輸出電壓，而是感測變壓器的初級側上的電壓。將所感測的初級側電壓與固定的參考電壓進行比較，從而將電源轉換器的輸出電壓調節到目標電平。這些隔離式開關電源轉換器通常被稱作僅初級反饋轉換器。在僅初級反饋轉換器的情況下，可能存在這樣的情形其中在特定的切換循環中， 輸出電壓可能與由參考電壓設定的調節目標電壓顯著不同。此事件的一個實例是出現在開關電源轉換器的初始啟動期間。對于僅初級反饋轉換器，因其不直接感測輸出電壓，初始啟動階段尤其困難。當輸出電壓與啟動期間的調節目標電壓顯著不同時，感測的初級側電壓提供輸出電壓的錯誤表示。因此，在啟動后，常規僅初級反饋轉換器可能很慢才能達到調節的目標電壓。當將僅初級開關轉換器的次級輸出級耦合至包括高電容電解電容器的輸出濾波級時，此問題可能惡化，因此啟動循環將進一步減慢。若僅初級開關電源轉換器的控制器在最大時間量內未能以受控方式將輸出電壓從OVDC提高到調節輸出電壓電平，則可能損壞連接到電源轉換器的任何電子設備?？刂破鞯牧硪恢饕δ苁歉袦y和檢測異常和/或故障條件，并向開關轉換器提供安全運行模式直至消除了故障條件。在啟動模式，通常以OVDC開始的輸出電壓顯著低于期望的調節輸出電壓電平?；谳敵鰹V波電容器的電容性負載也會影響輸出電壓的上升時間。在開關轉換器的輸出端出現短路的故障條件中也能夠觀測到輸出電壓顯著低于期望的調節輸出電壓電平的條件。因此，常規僅初級開關轉換器容易受到錯誤故障檢測的影響。即使在不存在故障條件時這也會阻止開關轉換器啟動。上述問題的一個常規解決方案是配置控制器以向次級傳送最大量的能量，直至檢測到輸出達到調節點。然而，此常規解決方案仍有問題，因為其可導致輸出電壓過沖以及隨后的輸出電壓振蕩(ringing)。

發明內容
開關電源轉換器根據期望調節電壓向負載提供調節電壓。變壓器包括耦合至輸入電壓的初級繞組以及耦合至開關電源轉換器的輸出端的次級繞組。開關耦合至變壓器的初級繞組。當接通開關時，生成穿過初級繞組的電流，而當斷開開關時，不生成穿過初級繞組的電流。開關控制器生成控制信號以接通或斷開開關。該開關響應于處于第一狀態的控制信號而接通，且該開關響應于處于第二狀態的控制信號而斷開。開關控制器對表示開關電源轉換器的輸出電壓的感測電壓進行監控。開關控制器控制開關的切換以使開關電源轉換器在感測的輸出電壓指示輸出電壓小于第一閾值電壓時以持續導通模式運行。開關控制器控制開關的切換以使開關電源轉換器在感測的輸出電壓高于第一閾值電壓時以間斷導通模式運行。在一個實施例中，第一閾值電壓處于開關電源轉換器的輸出端處的期望調節電壓的10% -25%的范圍內。在一個實施例中，開關控制器控制開關的切換以使開關電源轉換器在感測電壓指示輸出電壓高于第一閾值電壓并且低于第二閾值電壓時以開環間斷導通模式運行。開關控制器控制開關的切換以使開關電源轉換器在感測電壓指示輸出電壓高于第二閾值電壓時以閉環間斷導通模式運行。在一個實施例中，第二閾值電壓在期望調節電壓的60% -80% 的范圍內。在一個實施例中，開關控制器在持續導通模式期間基于感測的輸出電壓的上升時間檢測故障條件，并且響應于檢測到故障條件將開關轉換器置于安全模式。當輸出電壓顯著低于期望調節電壓時，通過在初始啟動時以CCM運行，開關電源轉換器將最大能量傳輸至次級，允許輸出電壓的快速上升。通過在輸出電壓達到第一閾值電壓之后切換到開環間斷導通模式，開關電源轉換器能夠開始準確地監控輸出電壓，而同時仍允許輸出電壓以間斷導通運行模式盡可能快速地增大。最終，通過在輸出電壓達到第二閾值電壓時切換到閉環間斷導通模式，開關電源轉換器能夠在輸出電壓接近期望調節電壓時減緩其上升，從而使過沖和振蕩最小化。本說明書中所描述的特征和優點并非全部為包含性的，特別是鑒于附圖和說明書，諸多額外的特征和優點對本領域的普通技術人員來說將是顯而易見的。此外，應注意， 所選擇的說明書中使用的語言主要用于可讀性和指導性目的，而不可用于描述或限定本發明的主題。


本發明的教導可以通過考慮以下結合附圖的詳細描述而容易理解。圖I是示出根據本發明一個實施例的開關電源轉換器的示意圖。圖2示出根據本發明一個實施例的開關電源轉換器的正常啟動時序期間的Vtot的波形。圖3A示出根據本發明一個實施例的將CCM運行與DCM運行進行比較的開關電源轉換器的電流波形。圖3B示出根據本發明一個實施例的CCM中的開關電源轉換器的電壓和電流波形。圖4示出根據本發明一個實施例的正常啟動時序期間和檢測到故障條件時的CCM 的波形。圖5示出根據本發明一個實施例的開關電源轉換器從CCM向DCMhiot的轉變的波形。
具體實施例方式附圖和下列描述是關于僅以舉例說明的本發明的優選實施例。應當注意到，從下列論述，本說明書中所公開的結構和方法的替代實施例將易于被視為在不背離所請求保護的本發明的原理的情況下可以采用的可行替換物。現將詳細參考本發明的幾個實施例，其實例如附圖中所示。注意到，在可行時，在圖中可使用類似或相同的參考數字，并且它們可指示類似或相同功能性。附圖僅以說明性的目的描繪本發明的實施例。本領域的技術人員將易于從下列描述中認識到，可采用本說明書中所示出的結構和方法的替代實施例，而不背離本說明書中所描述的本發明的原理。本發明的實施例包含一種開關電源轉換器，其提供對切換循環的自適應僅初級控制。在啟動條件下，當輸出電壓顯著低于期望調節點時，僅初級控制提供輸出電壓電平的有序上升(最小過沖和振蕩)，而同時保持對故障條件的保護并避免錯誤故障條件。自適應控制可在耦合至次級輸出的輸出電容的較寬范圍上實現適當的啟動過程。圖I是示出根據本發明實施例的電源轉換器100的示意圖。該開關電源轉換器除了其它組件外包括變壓器Tl、開關Q4、輸出整流二極管D1、輸出濾波電容器105以及開關控制器101。將輸入電壓Vin (通常為經整流的AC電壓)輸入至開關電源轉換器100。開關控制器101使用由開關控制器101生成的呈具有接通時間(TJ和斷開時間(Toff)的脈沖形式的脈沖信號102控制開關Q4的接通狀態和斷開狀態。脈沖信號102可為具有固定周期的周期性脈沖，或具有其周期在必要時可變化的脈沖。當由于脈沖信號102在接通時間期間為高而開關Q4被接通時，能量被存儲在變壓器Tl的初級側繞組Np中，這是因為二極管Dl 被反向偏置。當開關Q4斷開時，存儲在變壓器Tl的初級繞組Np中的能量被釋放到變壓器 Tl的次級側Ns，這是因為二極管Dl被正向偏置。二極管Dl對變壓器Tl的次級繞組Ns上的輸出電壓進行整流，并且電容器105對變壓器Tl的次級繞組上的輸出電壓進行濾波以將其作為輸出電壓Vtm輸出。電阻器Rl和R2形成與變壓器Tl的輔助繞組Na串聯耦合的分壓器，并且產生感測電壓Vsense,該感測電壓Vsense表示輸出電壓VTOT。在常規運行中，控制器101監控Vsense并控制切換以使Vtm保持在大體上接近期望調節電壓Vkk(例如，在容許誤差范圍內)。Ip為流經開關Q4和源極電阻器Rs的初級側電流。Iott為流經負載121的輸出電流。在一個實施例中，負載121包含高電容負載(例如，在4000 μ F-8000 μ F的范圍內)，如在例如網絡適配器或其它類似應用中可見的。
對于僅初級開關電源轉換器而言，用作Vsense的期望波形為跨電源開關Q4的反射波形，并且更具體地說，位于切換循環中處于或接近存儲在變壓器Tl中的能量已被完全傳送到輸出級(二極管Dl的電流降至零)的時刻的點。此點被稱作“拐點電壓(knee voltage)”(V-Knee)，此處次級損耗最小。在啟動或通電復位(POR)時，輸出電壓Vqut顯著低于期望調節電壓V·，并且拐點電壓不提供對Vott的可靠表示。因此，希望快速建立輸出電壓Vott，使拐點電壓成為可靠的反饋源。圖2示出通電復位(POR)時在開關電源轉換器100的啟動時序期間Vtot隨時間t 變化的波形。在所示出的實施例中，開關電源轉換器100以三種主要運行模式運行持續導通模式(CCM)、高功率間斷導通模式(DCmhkh)(本說明書中也稱為開環DCM)以及正常間斷導通模式(DCMmm)(本說明書中也稱為閉環DCM)。如本說明書中所使用的，DCM通?？杀硎?DCMhigh 或 DCMnormal。在CCM中，在存儲在電源變壓器Tl中的所有能量都被傳送到次級之前，控制器101 將開關Q4置于接通狀態。因此，電源變壓器Tl中的磁化電流從來不會變為零。一旦開關 Q4接通，二極管Dl立即被反向偏置并停止傳導電流。因此，開關Q4開始傳導電流而不等待二極管Dl中的電流在斷開時間(Ttw)中減小到零。流至負載121的平均輸出電流Iott為二極管Dl中電流的濾波后的低頻分量。通常，CCM中的平均輸出電流大于DCM_或DCMram 中的平均輸出電流，并且輸出電壓Vott的上升將更為快速。然而，在CCM中運行的副作用是， 與DCMhiot或DCMmjsm中不同，其不將感測電壓Vsense作為輸出電壓Votit的準確表示來提供。 因此，對于僅初級反饋開關電源轉換器而言，當期望穩定且準確調節的輸出電壓Vott時，通常不希望轉換器100在常規運行中(啟動后)以CCM運行。 在DCM_和DCMram中，控制器101控制開關Q4的切換，從而使存儲在變壓器Tl 中的磁化電流在切換循環之間降至零，并且在開關Q4接通前，流經二極管Dl的電流已完全降至零。因此，在DCMhkhw DCMnoemal中，平均輸出電流低于CCM中的平均輸出電流，并且在啟動期間，輸出電壓Vtot將上升緩慢。然而，不同于CCM，在DCMhiot和DCMrosm中，感測電壓 Vsense能夠提供輸出電壓Vot的大體上的準確表示。具體地說，在DCM_和DCMrosm中，可使用拐點電壓來準確地控制開關電源轉換器100并對正常運行和可能出現的任何故障條件之間可靠地加以區分。在常規運行中(啟動后)，以DCM運行開關電源轉換器100具有許多優點，包括實施零電壓切換以及使用拐點電壓達到對Vtot的精確僅初級調節。DCMhigh與DCMmm的不同之處在于DCMHrcH以“開環”配置運行，而DCMmsm以“閉環”配置運行。在閉環配置(DCMraim)中，控制器101監控Vsense并控制切換頻率和流經Q4 的初級峰值電流IP，以使Vtot保持在調節電平。在開環配置(DCMhkh)中，控制器101提供相同的控制輸出，而不考慮VSENSE。在一個實施例中，例如，控制器101將切換頻率和初級峰值電流Ip設定為預定義的最大容許電平以將最大能量傳送至次級輸出。換句話說，當處于 DCMhigh時，開關控制器101能夠實現將最大間斷導通模式能量傳送到次級側，而同時仍可通過V-Knee準確地監控Vtm的電平。因此，與DCMmm相比，DCM_通常提供更快速的上升時間。然而，以DCMmm運行通常將導致較低的電壓過沖和振蕩。在一個實施例中，當輸出電壓顯著低于期望調節電壓V·時，開關控制器101在初始啟動時以CCM運行。這可實現Vqut的最快速上升。開關控制器101監控Vsense,并且在Vsense 指示Vtot已上升到第一閾值電壓之上時切換到DCM_。盡管在CCM中，Vsense不提供Votit的精確表示，但是其足以實現確定何時切換到DCMhiot的目的，這是因為第一閾值通常設定為顯著低于調節電壓V·。一旦處于DCMhiot，則拐點電壓變為可靠的反饋信號源。開關控制器 101繼續監控Vsense,并且當Vsense指示Vqut已上升到第二閾值電壓之上時，開關控制器101切換到 DCMN()Rm。在一個實施例中，可基于調節電壓V·的百分比確定閾值電壓。例如，可將用于從CCM向DCMhiot切換的第一閾值電壓設定為介于Vkk的10%與25%之間的值(例如，大約 15%),并且可將用于從DCMhkh向DCMmjsm切換的第二閾值設定為介于Vkk的60%與80%之間的值(例如，大約70%)。還可使用其它閾值而不背離本發明的范圍，從而使用于從CCM 向DCMhiot切換的第一閾值電壓小于用于從DCMhiot向DCMraim切換的第二閾值電壓。輸出電壓Vtm的上升速度使得(CCM中的上升速度)> (DCMhiot中的上升速度)，并且(DCMhiot中的上升速度)> (DCMNQEMAl中的上升速度)(對于電容器105的特定電容器值而言)。在開關電源轉換器100啟動期間在CCM、DCMhigh和DCMram之間切換的優點為啟動過程可實現Vot的快速上升，而同時仍限制過沖和振蕩。當已知Vot將顯著低于V·(例如，在初始啟動時)，Vsense的準確性較不重要，并且可使用CCM運行以使Vott盡可能快速地上升。通過在輸出電壓達到第一閾值電壓之后切換到開環間斷導通模式，開關控制器101 能夠開始準確地監控Vott，而同時仍允許Vott在間斷導通運行中盡可能快速地增大。最終， 通過在Vott到達第二閾值電壓后切換到閉環間斷導通模式，開關電源轉換器能夠在Vtot接近V·時減緩Votjt的上升,從而使過沖和振蕩最小化。圖3A示出將CCM運行與DCM運行進行比較的各種電流波形。在CCM中，當開關Q4 接通時，Q4開始傳導電流(如在波形351中可見)，而無需等待二極管電流353在斷開時間期間降至零。平均輸出電流355表示二極管電流353的濾波后的低頻分量。在CCM中， 變壓器Tl中的磁化電流357從不會變為零，這是因為在此發生之前，開關Q4將返回接通狀態。在DCM中，Q4不接通并且不會開始傳導電流361，直至二極管電流363在斷開時間期間降至零。因此，在DCM中，平均輸出電流365低于CCM中的平均輸出電流。此外，在Q4返回接通狀態之前，磁化電流367在Q4的斷開狀態期間降至零。圖3B示出當控制器在正常啟動時序期間以CCM運行時的脈沖信號102的波形、初級電流Ip的波形103、感測電壓Vsense的波形104以及輸出電壓Vqut的波形300。當輸出電壓Vott遠低于調節設定電壓V·時(例如，當Vsense低于第一閾值電壓時)，更希望使輸出電壓電平從零伏特(或接近零)快速增大。這樣，在初始啟動階段期間，當Vsense低于第一閾值電壓時，開關控制器101使開關電源轉換器100以CCM運行，以使從初級向次級輸出傳輸的能量的量最大化，并實現Vott的最大上升時間。在脈沖信號102的初始脈沖321期間，初級電流Ip 103從零突然上升，直至脈沖信號102使開關Q4斷開。當脈沖信號102使開關Q4斷開時，輔助繞組Na上出現電壓，其表示傳輸到次級繞組Ns的能量。因此，在開關Q4的斷開周期內，在Vsense104中觀察到電壓。 當脈沖信號102使開關Q4在脈沖信號102的第二脈沖322內返回接通狀態時，此電壓幾乎降回到零。在脈沖信號102隨后的脈沖322、323、324期間，初級電流Ip具有較高的平均值， 這是因為在將所有能量從初級繞組Np傳輸到次級繞組Ns之前，開關Q4返回接通狀態。此外，在脈沖信號102的各個隨后的脈沖322、323、324之后，Vsense增大，其反映出Vot的上升。 位于其中Vsense大體上穩定的點之處的反射電壓302可用于確定Vtot的一般電平，盡管此測量沒有使用下文將描述的DCM中的拐點電壓進行的測量精確。輸出電壓波形300示出對應于CCM運行的Vott的上升。替代地，為了進行比較，虛線輸出電壓波形301示出如果開關電源轉換器100以DCM運行時的Vot的上升。如圖可見，在CCM中，Vout的上升快于DCM中的上升。為了進一步使在CCM期間輸出電壓的上升時間最大化，可將初級峰值電流設定設置成具有特定必需運行頻率的最大值，從而使傳送到次級輸出的能量最大化。實施此步驟的方法有很多，其包括，例如，在授予Li等人的題為“Controller for Switching Power ConverterDriving BJT Based on Primary Side Adaptive Digital ControI，，的美國專利申請公開第2010/0157636號中所描述的技術，其內容通過全文引用的方式結合在本文中。與CCM的初始啟動階段相關的潛在問題是，控制器101可能易受故障條件的錯誤檢測的影響，這是因為在全部兩種情況下，感測的輸出電壓Vott顯著低于調節電壓V·。此問題可使用圖4所示的閾值計時器進行補救。圖4示出正常啟動時序期間和檢測到故障條件時的V·。在啟動狀態，控制器101激活計時器(例如，位于控制器101內部的軟件或硬件計時器)。若感測的輸出電壓Vsense指示Vott在特定時間內未達到電壓閾值，則檢測到故障條件并將開關電源轉換器100置于安全運行模式。輸出電壓400示出正常啟動時序下的輸出電壓上升。在正常啟動條件下，在故障計時器_1 403到期且未檢測到故障條件之前， 輸出電壓400到達故障閾值_1 405?？纱嬖诙鄠€故障計時器和閾值，例如，故障計時器_2 404和故障閾值_2 406。相反地，輸出電壓401不出故障條件下的輸出電壓上升。在故障條件下，在故障計時器_1 403到期之前，輸出電壓401未能達到故障閾值_1 405。響應于對故障條件的檢測，可將開關電源轉換器100置于多種安全運行模式。故障條件電壓電平故障閾值_1 405和故障閾值_2 406可基于期望調節電壓V·的百分比。圖5示出從CCM向DCMhkh轉變的波形。在脈沖521、522、523期間，開關電源轉換器100以CCM運行。在CCM中，在變壓器Tl的所有能量被傳送到輸出端(二極管Dl的電流不會變為零)之前，開關Q4接通(在脈沖521、522、523中)。因此，輸出電流I·平均高于 DCM中的輸出電流，且Vot快速上升。此外，在各個脈沖521、522、523之后，Vsense增大。感測電壓Vsense表示Votit的反射電壓，但是此反射電壓不提供對Vtot的精確表示。然而，反射電壓提供Vott的一般思想，并且足以用于與第一閾值電壓進行比較和確定何時轉變為DCMhkh。 一旦Vtot已上升到第一閾值電壓之上(如由Vsense所反映)并且未檢測到故障條件，則開關控制器101使開關電源轉換器100從CCM向DCMhkh轉變。在所示出的實例中，此轉變發生在脈沖523與脈沖524之間。在DCMhkh中，可使用拐點電壓V-knee得到Vtot的精確讀數。 拐點電壓為切換循環中的點，其中當二極管Dl的電流降至零時，變壓器Tl中的能量已被完全傳送到輸出端，并且在Vsense中可觀察到其為對波形的兩個大體上線性的部分進行連接的點。如圖可見，在CCM中不能獲得拐點電壓，這是因為在出現拐點電壓條件之前，脈沖522、 523使Vsense降至零，即，在變壓器繞組Ns中的能量被完全傳送到輸出端之前，開關Q4接通。 一旦在脈沖523之后進入DCM，則控制器101可繼續監控VSENSE。具體地說，控制器101檢測 Vsense的拐點電壓何時上升到第二閾值電壓之上。此時，開關控制器101將使開關電源轉換器100從DCMhkh向DCMnqemaL轉變(圖5中未示出)。本發明的實施例包含一種開關電源轉換器，其可提供對切換循環的自適應僅初級控制。在啟動條件下，當輸出電壓顯著低于期望調節點時，僅初級控制實現輸出電壓電平的有序上升(最小過沖和振蕩)，而同時保持對故障條件的保護并避免錯誤故障條件。自適應控制可在耦合至次級輸出的輸出電容的較寬范圍上實現適當的啟動過程。因此，在啟動期間，控制器101在各種運行模式之間有利地進行切換，從而使Vtot 快速上升到調節電平，而同時使過沖和振蕩最小化。此外，控制器101保持對故障條件的保護，因此可實現開關轉換器100的更為穩建的運行。通過閱讀本公開內容，本領域的技術人員將理解開關電源轉換器和用于控制開關電源轉換器的方法的額外的替代設計。因此，盡管已經說明和描述本發明的詳細實施例和應用，但應理解到的是，本發明并非局限于本文所公開的明確構造和組件，而是可對本文所公開的本發明的方法和裝置的配置、運行和細節做出本領域的技術人員易于想到的各種修改、變化和變更，而不背離本發明的精神和范圍。
權利要求
1.一種開關電源轉換器，包含變壓器，其包括耦合至輸入電壓的初級繞組和耦合至所述開關電源轉換器的輸出端的次級繞組；開關，其耦合至所述變壓器的所述初級繞組，當接通所述開關時生成穿過所述初級繞組的電流，而當斷開所述開關時不生成穿過所述初級繞組的電流；以及開關控制器，其被配置成生成控制信號以接通或斷開所述開關，所述開關響應于處于第一狀態的控制信號而被接通，并且所述開關響應于處于第二狀態的控制信號而被斷開，所述開關控制器監控用于表示所述開關電源轉換器的輸出電壓的感測電壓，并且所述開關控制器被配置成控制所述開關的切換以使所述開關電源轉換器在感測的輸出電壓指示所述輸出電壓小于第一閾值電壓時以持續導通模式運行，并且所述開關控制器被配置成控制所述開關的切換以使所述開關電源轉換器在感測的輸出電壓指示所述輸出電壓高于所述第一閾值電壓時以間斷導通模式運行，其中所述第一閾值電壓小于所述開關電源轉換器的期望調節電壓。
2.如權利要求I所述的開關電源轉換器，其中所述開關控制器以所述持續導通模式控制所述開關的切換，使得變壓器磁化電流保持為高于零。
3.如權利要求I所述的開關電源轉換器，其中所述開關控制器以所述間斷導通模式控制所述開關的切換，使得變壓器磁化電流在所述開關的各個切換循環內所述開關被接通前降至零。
4.如權利要求I所述的開關電源轉換器，其中所述開關控制器進一步被配置成控制所述開關的切換以使所述開關電源轉換器在所述感測電壓指示所述輸出電壓高于所述第一閾值電壓并且低于第二閾值電壓時以開環間斷導通模式運行，并且其中所述開關控制器被配置成控制所述開關的切換以使所述開關電源轉換器在所述感測電壓指示所述輸出電壓高于所述第二閾值電壓時以閉環間斷導通模式運行，其中所述第二閾值電壓低于所述開關電源轉換器的所述期望調節電壓。
5.如權利要求4所述的開關電源轉換器，其中所述開關控制器以所述開環間斷導通模式控制所述開關的切換，使得切換頻率和峰值初級側電流保持在預定義級別，而與所述感測電壓無關。
6.如權利要求4所述的開關電源轉換器，其中所述開關控制器以所述閉環間斷導通模式控制所述開關的切換，使得所述輸出電壓保持在所述期望調節電壓的容許誤差范圍內。
7.如權利要求4所述的開關電源轉換器，其中所述第二閾值電壓包含期望調節電壓的預定義百分比，其中所述預定義百分比在60% -80%的范圍內。
8.如權利要求I所述的開關電源轉換器，其中所述第一閾值電壓包含期望調節電壓的預定義百分比，其中所述預定義百分比在10% -25%的范圍內。
9.如權利要求I所述的開關電源轉換器，其中所述開關控制器進一步被配置成在啟動所述開關電源轉換器時激活計時器，并且其中若所述感測電壓指示所述輸出電壓在所述計時器達到第一故障檢測時間之前未能上升到第一故障檢測電壓之上，則所述開關控制器被配置成檢測到故障條件。
10.如權利要求9所述的開關電源轉換器，其中若所述感測電壓指示所述輸出電壓在所述計時器達到第二故障檢測時間之前未能上升到第二故障檢測電壓之上，則所述開關控制器進一步被配置成檢測到所述故障條件，其中所述第二故障檢測電壓大于所述第一故障檢測電壓，并且其中所述第二故障檢測時間大于所述第一故障檢測時間。
11.一種在控制器中控制開關電源轉換器的方法，其中所述開關電源轉換器包括變壓器，其具有耦合至輸入電壓的初級繞組和耦合至所述開關電源轉換器的輸出端的次級繞組；以及開關，其耦合至所述變壓器的所述初級繞組，當接通所述開關時生成穿過所述初級繞組的電流，而當斷開所述開關時不生成穿過所述初級繞組的電流，所述方法包含生成用于接通和斷開所述開關的脈沖信號；監控表示所述開關電源轉換器的輸出電壓的感測電壓；控制所述開關的切換以使所述開關電源轉換器在感測的輸出電壓指示所述輸出電壓小于第一閾值電壓時以持續導通模式運行；以及控制所述開關的切換以使所述開關控制器在感測的輸出電壓指示所述輸出電壓高于所述第一閾值電壓時以間斷導通模式運行，其中所述第一閾值電壓小于所述開關電源轉換器的期望調節電壓。
12.如權利要求11所述的方法，其中以所述持續導通模式控制切換包含控制所述開關的切換，使得變壓器磁化電流保持為高于零。
13.如權利要求11所述的方法，其中以所述間斷導通模式控制切換包含控制所述開關的切換，使得變壓器磁化電流在所述開關的各個切換循環內所述開關被接通前降至零。
14.如權利要求11所述的方法，進一步包含控制所述開關的切換，以使所述開關電源轉換器在所述感測電壓指示所述輸出電壓高于所述第一閾值電壓并且低于第二閾值電壓時以開環間斷導通模式運行；以及控制所述開關的切換，以使所述開關電源轉換器在所述感測電壓指示所述輸出電壓高于所述第二閾值電壓時以閉環間斷導通模式運行，其中所述第二閾值電壓低于所述開關電源轉換器的所述期望調節電壓。
15.如權利要求14所述的方法，其中以所述開環間斷導通模式控制切換包含控制所述開關的切換，使得切換頻率和峰值初級側電流保持在預定義級別，而與所述感測電壓無關。
16.如權利要求14所述的方法，其中以所述閉環間斷導通模式控制切換包含控制所述開關的切換，使得所述輸出電壓保持在所述期望調節電壓的容許誤差范圍內。
17.如權利要求14所述的方法，其中所述第二閾值電壓包含期望調節電壓的預定義百分比，其中所述預定義百分比在60% -80%的范圍內。
18.如權利要求11所述的方法，其中所述第一閾值電壓包含期望調節電壓的預定義百分比，其中所述預定義百分比在10% -25%的范圍內。
19.如權利要求11所述的方法，進一步包含在啟動所述開關電源轉換器時激活計時器；以及若所述感測電壓指示所述輸出電壓在所述計時器達到第一故障檢測時間之前未能上升到第一故障檢測電壓之上，則檢測到故障條件。
20.如權利要求19所述的方法，進一步包含若所述感測電壓指示所述輸出電壓在所述計時器達到第二故障檢測時間之前未能上升到第二故障檢測電壓之上，則檢測到所述故障條件，其中所述第二故障檢測電壓大于所述第一故障檢測電壓，并且其中所述第二故障檢測時間大于所述第一故障檢測時間。
全文摘要
本發明公開了用于開關電源轉換器的自適應控制型軟啟動方案。具體地，提供了一種開關電源轉換器，其根據期望調節電壓向負載提供調節電壓。所述開關電源轉換器包括耦合至開關的變壓器以及用于生成控制信號的開關控制器，其中所述控制信號用以控制切換。所述開關控制器對表示開關電源轉換器的輸出電壓的感測電壓進行監控。所述開關控制器控制開關的切換以使開關電源轉換器在感測的輸出電壓指示輸出電壓小于第一閾值電壓時以持續導通模式運行。所述開關控制器控制開關的切換以使開關電源轉換器在感測的輸出電壓高于所述第一閾值電壓時以間斷導通模式運行。
文檔編號H02M3/335GK102594115SQ20121000843
公開日2012年7月18日 申請日期2012年1月9日 優先權日2011年1月10日
發明者H·H·布伊, 史富強, 李勇, 高小林 申請人:艾沃特有限公司