具有負載突降保護器的旋轉電的制造方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及具有負載突降保護器的旋轉電機。一種用于車輛的旋轉電機配備有負載突降保護器。負載突降保護器用于選擇性地執(zhí)行第一和第二負載突降保護操作以抑制由負載突降引起的電壓沖擊。當確定來自旋轉電機的輸出電壓的速率為小于給定值時，負載突降保護器等待開始第一負載突降保護操作直到期望抑制由旋轉電機的整流器模塊的開關器件的改變引起的電壓沖擊的時間為止，并接著執(zhí)行第一負載突降保護操作。當該速率大于給定值時，負載突降保護器立即開始第二負載突降保護操作。這確保了消除由負載突降引起電壓沖擊的風險的穩(wěn)定性。
【專利說明】具有負載突降保護器的旋轉電機
【技術領域】
[0001]本公開一般涉及要安裝在諸如客車或貨車的機動車輛中的旋轉電機。
【背景技術】
[0002]安裝在機動車輛中的典型發(fā)電機或交流發(fā)電機用于通過耦合至其輸出端子的充電線將充電功率或工作功率供給至蓄電池或各種類型的電負載。在交流發(fā)電機的發(fā)電模式期間從電池意外移除輸出端子或斷開電池端子將導致被稱為負載突降(load bump)的電壓沖擊。這樣的沖擊(surge)的峰值可能根據(jù)來自交流發(fā)電機的輸出電流的程度而高達100V以上，這將成為導致電負載或交流發(fā)電機的電氣部件損壞的因素。因此，需要采取針對這樣的電壓沖擊的措施。例如，轉讓給與本申請的受讓人相同的受讓人的日本專利首次公布第2012-16158號教導了一種配備有負載突降保護器的機動車交流發(fā)電機。具體地，交流發(fā)電機包括低側開關器件是MOS晶體管的橋接電路，并且當由于負載突降而產(chǎn)生的來自交流發(fā)電機的輸出電壓超過了參考電壓時，在期望不產(chǎn)生由MOS晶體管的接通而產(chǎn)生的電壓尖峰時接通MOS晶體管，從而消除電壓沖擊的風險。
[0003]從交流發(fā)電機的輸出端子斷開充電線的一端或者從電池端子斷開充電線的另一端被認為是負載突降的原因。當充電線從電池端子斷開時，由于其他負載連接到充電線或者充電線本身的阻抗，從負載突降產(chǎn)生的來自交流發(fā)電機的輸出電壓的上升將相對小。如在上述公布中所教導的，機動車交流發(fā)電機等待電壓尖峰不會發(fā)生并接著接通MOS晶體管的機會，從而避免將電壓尖峰施加至連接到充電線的電負載。
[0004]替選地，當從交流發(fā)電機的輸出端子斷開充電線時，這將導致從交流發(fā)電機斷開所有電負載，從而導致來自交流發(fā)電機的輸出電壓由于負載突降而大幅度上升。因此，當如在上述公布中所教導的交流發(fā)電機中那樣等待期望電壓尖峰不發(fā)生的時間時，這會導致過高電壓出現(xiàn)在交流發(fā)電機的輸出端子處的時間長度增加。這可能使得超過擊穿電壓的電壓施加到MOS晶體管或電力控制電路，使得其損壞，從而導致交流發(fā)電機的操作的可靠性降低。

【發(fā)明內容】

[0005]因此，本發(fā)明的目的在于提供了一種用于機動車輛的旋轉電機的結構，其被設計為快速地抑制由負載突降引起的電壓沖擊的出現(xiàn)并確保其操作的可靠性。
[0006]根據(jù)本發(fā)明的一方面，提供了一種可用作車輛用發(fā)電機的旋轉電機。該旋轉電機包括:(a)電樞繞組，包括兩相繞組或更多相繞組；(b)開關單元，用于對在電樞繞組中所感應的電壓進行整流，該開關單元配備有橋接電路，該橋接電路包括開關器件，開關器件具有與之并聯(lián)的二極管，該開關器件用作下臂開關器件，下臂開關器件構成橋接電路的下臂；(c)控制器，用于接通或關斷下臂開關器件；(d)電容器，并聯(lián)連接至開關單元的輸出端；
(e)電壓改變監(jiān)測器，用于監(jiān)測來自開關單元的輸出電壓以確定輸出電壓改變的速率；以及
(f)負載突降保護器，用于選擇性地執(zhí)行第一負載突降保護操作和第二負載突降保護操作以抑制由負載突降引起的電壓沖擊的發(fā)生。當由電壓改變監(jiān)測器確定的速率小于給定值時，負載突降保護器按照期望抑制電壓沖擊的發(fā)生的時間來開始第一負載突降保護操作，而當由電壓改變監(jiān)測器確定的速率大于給定值時，負載突降保護器開始第二負載突降保護操作，而不考慮期望抑制電壓沖擊的發(fā)生的時間。
[0007]例如，當由旋轉電機從具有接合至旋轉電機的電負載的電池斷開旋轉電機而產(chǎn)生的負載突降已發(fā)生并且具體地輸出電壓的電平增大或減小的速率小于給定值時，可以等待開始負載突降保護，直到在有效地抑制了電壓沖擊的發(fā)生的時間為止。因此，在這樣的情況下，負載突降保護器按照期望抑制電壓沖擊的時間來開始第一負載突降保護操作，從而最小化電壓沖擊對電負載的不利影響。替選地，當旋轉電機的輸出端子的斷開已發(fā)生時，負載突降將導致輸出電壓的電平快速上升。因而，負載突降保護器立即開始第二負載突降保護操作，而無需考慮期望抑制電壓沖擊的時間。
[0008]在本實施例的優(yōu)選模式中，在第一負載突降保護操作的模式下，負載突降保護器監(jiān)測來自開關單元的輸出電壓，并且當輸出電壓超過了第一閾值時，向控制器發(fā)布接通指令以在期望消除電壓沖擊的發(fā)生的時間接通下臂開關器件。當輸出電壓超過了第一閾值并接著下降到第二閾值以下時，負載突降保護器向控制器發(fā)布關斷指令以在期望消除電壓沖擊的出現(xiàn)的時間關斷下臂開關器件。
[0009]當進入第二負載突降保護操作的模式時，負載突降保護器監(jiān)測來自開關單元的輸出電壓，并且當輸出電壓超過了第一閾值時，向控制器發(fā)布接通指令以接通下臂開關器件。當輸出電壓在超過第一閾值之后下降到第二閾值以下時，負載突降保護器向控制器發(fā)布關斷指令以關斷下臂開關器件。
[0010]在第二負載突降保護操作的模式下，當輸出電壓已下降到第二閾值以下時，負載突降保護器向控制器輸出關斷指令以在第一時間段內關斷下臂開關器件，并接著在經(jīng)過了第一時間段之后向控制器輸出關斷指令以接通下臂開關器件。
[0011]當來自開關單元的輸出電壓從第二閾值上升到第一閾值所需的時間段大于或等于第二時間段時，確定由電壓改變監(jiān)測器確定的速率小于給定值。
[0012]當來自開關單元的輸出電壓從第一閾值下降到第二閾值所需的時間段長于或等于第三時間段時，確定由電壓改變監(jiān)測器確定的速率小于給定值。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0013]根據(jù)以下給出的詳細描述以及根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例的附圖，將更全面地理解本發(fā)明，然而，該詳細描述和附圖不應被認為將本發(fā)明限制為具體實施例，而是僅為了說明和理解的目的。
[0014]在附圖中:
[0015]圖1是用作根據(jù)實施例的用作機動車輛的交流發(fā)電機的旋轉電機的電路圖；
[0016]圖2是示出安裝在圖1的旋轉電機中的磁勵控制器的內部結構的電路圖；
[0017]圖3是示出安裝在圖1的旋轉電機中的整流器模塊的內部結構的電路圖；
[0018]圖4是示出安裝在圖3的整流器模塊中的控制電路的內部結構的電路圖；
[0019]圖5是示出安裝在圖4的控制電路中的負載突降保護器的內部結構的電路圖；
[0020]圖6是示出閾值與來自圖1的旋轉電機的輸出電壓的改變之間的關系的圖；[0021]圖7是表明來自圖1的旋轉電機的輸出電壓與由安裝在圖5的負載突降保護器中的電壓改變確定器作出的確定的結果之間的關系的圖；
[0022]圖8 (A)是表示在電池處出現(xiàn)的端子電壓改變的圖示；
[0023]圖8 (B)是表明在由圖1的旋轉電機的輸出端子的斷開而引起負載突降的情況下在定子的相繞組處出現(xiàn)的電壓改變的圖示；
[0024]圖9是表示用以實現(xiàn)整流和負載突降保護的圖1的旋轉電機的操作的序列的圖示；
[0025]圖10是表示源漏極電壓與由安裝在圖5的負載突降保護器中的MOS電壓檢測器放大的電壓之間的關系的曲線圖；
[0026]圖11是表示在由旋轉電機的輸出端子的斷開而引起負載突降的情況下圖1的旋轉電機的操作序列的圖示；
[0027]圖12是表示在由圖1的旋轉電機的輸出端子的斷開而引起負載突降的情況下的負載突降保護操作的時序圖；
[0028]圖13是在由圖1的旋轉電機的輸出端子的斷開而引起負載突降的情況下的負載突降保護操作的變型的時序圖；
[0029]圖14是在由圖1的旋轉電機的輸出端子的斷開而引起負載突降的情況下的負載突降保護操作的第二變型的時序圖；以及
[0030]圖15是示出圖2的磁勵控制器的變型形式的內部結構的電路圖。
【具體實施方式】
[0031 ] 參照附圖，其中在幾幅圖中相同附圖標記是指相同部分，具體參照圖1，示出了根據(jù)實施例的旋轉電機I，其被設計為用于機動車輛的發(fā)電機或交流發(fā)電機。
[0032]交流發(fā)電機I配備有兩個定子繞組(即，電樞繞組)2和3、磁勵繞組4、兩個整流器模塊群5和6、磁勵控制器7、齊納二極管20和30以及二極管22。整流器模塊群5和6中的每一個均用作用于定子繞組2和3之一的開關單元。
[0033]定子繞組2是例如由X相繞組、Y相繞組和Z相繞組構成且卷繞在定子鐵芯(未示出)上的多相繞組。類似地，定子繞組3是例如由U相繞組、V相繞組和W相繞組構成且距離定子繞組2以30°的電角度為間隔卷繞在定子鐵芯上的多相繞組。定子繞組2和3以及定子鐵芯構成交流發(fā)電機I的定子。
[0034]磁勵繞組4卷繞在被設置為面向定子鐵芯的內周的場極(未示出)上并構成交流發(fā)電機I的轉子。當磁勵電流流過磁勵繞組4時，其會使得場極磁化，從而產(chǎn)生旋轉磁場，使得在定子繞組2和3處產(chǎn)生交流電壓。
[0035]整流器模塊群5電連接至定子繞組2以作為整體構成三相全波整流電路，并且用于將在定子繞組2中感應的交流電流轉換為直流電流。整流器模塊群5由與定子繞組2的相一樣多的整流器模塊構成。在該實施例中，整流器模塊群5由整流器模塊5X、5Y和5Ζ構成。整流器模塊5Χ連接至定子繞組2的X相繞組。整流器模塊5Υ連接至定子繞組2的Y相繞組。類似地，整流器模塊5Ζ連接至定子繞組2的Z相繞組。
[0036]整流器模塊群6電連接至定子繞組3以作為整體構成三相全波整流器(橋接電路)，并且用于將在定子繞組3中所感應的交流電流轉換為直流電流。整流器模塊群6由與定子繞組3的相一樣多的整流器模塊構成。在該實施例中，整流器模塊群6由整流器模塊6U、6V和6W構成。整流器模塊6U連接至定子繞組3的U相繞組。整流器模塊6V連接至定子繞組3的V相繞組。類似地，整流器模塊6W連接至定子繞組3的W相繞組。
[0037]磁勵控制器7用于將流過通過F端子與其連接的磁勵繞組4的激勵電流(也稱為磁化電流)控制為來自整流器模塊群5和6的輸出電壓的函數(shù)，以使交流發(fā)電機I的輸出電壓Vb (即，來自整流器模塊5X、5Y和5Ζ和整流器模塊6U、6V和6W中的每一個的輸出電壓)與穩(wěn)定電壓(regulated voltage) Vreg (即，目標電壓)一致。例如，當交流發(fā)電機I的輸出電壓Vb超過穩(wěn)定電壓Vreg時，磁勵控制器7停止向磁勵繞組4供給激勵電流。替選地，當交流發(fā)電機I的輸出電壓Vb下降到穩(wěn)定電壓Vreg以下時，磁勵控制器7重新開始向磁勵繞組4供給激勵電流，以將輸出電壓Vb增大至與穩(wěn)定電壓Vreg—致。磁勵控制器7還用作旋轉感測器，其用以基于在耦合至P端的預先選擇的一個相繞組(即，在該實施例中為X相繞組)處產(chǎn)生的電壓(其將被稱為相電壓)來檢測交流發(fā)電機I的轉子(即，磁勵繞組4)的旋轉。當發(fā)現(xiàn)轉子已停止時，磁勵控制器7減小要供給至磁勵繞組4的激勵電流。具體地，磁勵控制器7將要供給至磁勵繞組4的激勵電流設置為產(chǎn)生交流發(fā)電機I的初次激勵的值(例如，大約2A)。磁勵控制器7還通過通信端子L和通信線與電子控制單元(ECT) 8耦合，該磁勵控制器7是用以在其本身與E⑶8之間建立雙向串行通信(例如，使用LIN (局部互聯(lián)網(wǎng)絡)協(xié)議的所謂的LIN通信)以將消息發(fā)送至ECU8或者從ECU8接收消息。
[0038]齊納二極管20并聯(lián)連接至整流器模塊群5和6的輸出端。具體地，齊納二極管20被定向為具有通向交流發(fā)電機I的輸出端的陰極和連接至地的陽極。二極管22與齊納二極管20串聯(lián)連接。二極管22用作電流控制器件，其用以阻止當電池9錯誤地接合至交流發(fā)電機I的輸出端時所出現(xiàn)的電流的流動。具體地，二極管22的陽極連接至交流發(fā)電機I的輸出端。如圖1所示，二極管22相比于齊納二極管20更靠近交流發(fā)電機I的輸出端子，然而，替選地可以相比于齊納二極管20更靠近交流發(fā)電機I的輸入端。
[0039]齊納二極管30被設置在磁勵控制器7的P端子與地之間，并且其陰極耦合至P端子。也就是說，齊納二極管30并聯(lián)連接至用于耦合至P端子的預先選擇的一個相繞組(SP，在該實施例中為X相繞組)的下臂開關器件(即，下側開關器件)。齊納二極管20和30被激勵以具有低于開關器件和磁勵控制器7的擊穿電壓的齊納電壓(S卩，擊穿電壓)。
[0040]如圖2所示，磁勵控制器7配備有MOS晶體管71、續(xù)流二極管72、電阻器73和74、電壓比較器75、磁勵電流控制器76、旋轉傳感器77、通信電路78、電源電路79和電容器80。通信電路78用于建立本身與ECU8之間的串行通信以接收從ECU8輸出的關于穩(wěn)定電壓Vreg的數(shù)據(jù)。
[0041]電阻器73和74構成分壓器，該分壓器用于向電壓比較器75提供從交流發(fā)電機I輸出的電壓(以下也將稱為發(fā)電電壓)中的一部分。電壓比較器75將從分壓器輸入的一部分發(fā)電電壓與對應于通信電路78接收到的穩(wěn)定電壓Vreg的參考電壓進行比較。當參考電壓的電平大于所述一部分發(fā)電電壓時，電壓比較器75輸出高電平信號，而當參考電壓的電平小于所述一部分發(fā)電電壓時，電壓比較器75輸出低電平信號。
[0042]磁勵電流控制器76產(chǎn)生PWM信號以接通或關斷MOS晶體管71，該PWM信號具有作為來自電壓比較器75的輸出的函數(shù)而確定的占空比。磁勵電流控制器76還可被設計為逐漸地改變磁勵電流以便使輸出電流的快速改變最小化。[0043]旋轉傳感器77通過P端子與定子繞組2的X相繞組耦合，并且用于使用在X相繞組的一端處出現(xiàn)的相電壓Vp來檢測轉子的旋轉。具體地，旋轉傳感器77監(jiān)測相電壓Vp與給定參考電壓之間的比較值的循環(huán)改變以感測轉子的旋轉。當整流器模塊5X或定子繞組2適當?shù)剡M行操作而不經(jīng)歷短路時，具有給定振幅的相電壓Vp將在交流發(fā)電機I的發(fā)電模式期間出現(xiàn)在P端子處，從而使得速度傳感器77能夠使用相電壓Vp來感測轉子的旋轉。
[0044]磁勵電流控制器76接收來自旋轉傳感器77的輸出，并且在確定轉子正在旋轉時，將在發(fā)電模式下所需的用以供給磁勵電流的PWM信號輸出至磁勵繞組4。替選地，當確定轉子停止旋轉了大于給定時間段(或大于預先選擇的循環(huán)數(shù))時，即，當在給定時間段內尚未檢測到轉子的旋轉時，磁勵電流控制器76輸出產(chǎn)生建立交流發(fā)電機I的初始激勵所需的磁勵電流的PWM信號。
[0045]電源電路79用于將工作電壓供給至在磁勵控制器7中安裝的每個電路部件。電容器80并聯(lián)連接至整流器模塊群5和6的輸出端子，并且用來去除添加到整流器模塊群5和6的輸出端子的噪聲并具有例如I μ F的電容。
[0046]以下將參照圖3詳細描述整流器模塊5Χ的結構和操作。其他整流器模塊5Υ、5Ζ、6U、6V和6W在結構和操作上與整流器模塊5X相同，這里將省略對其的詳細說明。
[0047]如圖3所示，整流器模塊5X包括兩個MOS晶體管50和51以及控制電路54。MOS晶體管50用作源極接合至定子繞組2的X相繞組且漏極通過充電線12接合至電負載10或電池9的正極端子上臂(即，高側臂)的開關器件。MOS晶體管51用作漏極接合至定子繞組2的X相繞組并且源極接合至電池9的負極端子(B卩，地)的下臂(即，下側臂)的開關器件。如圖3清楚所示，MOS晶體管50和51中的每一個均配備有并聯(lián)設置在其源極和漏極之間的二極管。并聯(lián)連接至MOS晶體管50和51的二極管由寄生二極管(即，體二極管)實現(xiàn)，但替選地可以是分立二極管。MOS晶體管50和51中的至少一個可被其他類型的開關器件所替代。
[0048]如圖4所示，控制電路54配備有控制器100、電源102、電池電壓檢測器110、操作檢測器120和130、負載突降保護器140、溫度檢測器150、驅動器170和172以及通信電路180。
[0049]當給定電壓在啟動引擎時出現(xiàn)在定子繞組2的X相繞組上時電源102開始進行操作，并且將工作電壓供給至安裝在控制電路54中的每個構成器件。電源102的操作與磁勵控制器7的操作相同，并且使用已知技術來實現(xiàn)。
[0050]驅動器170的輸出端子Gl連接至高側MOS晶體管50的柵極，并且該驅動器170用于產(chǎn)生用以接通或關斷MOS晶體管50的驅動信號。類似地，驅動器172的輸出端子G2連接至低側MOS晶體管51的柵極，并且該驅動器172用于產(chǎn)生用以接通或關斷MOS晶體管51的驅動信號。
[0051]電池電壓檢測器110包括差分放大器和將來自差分放大器的輸出轉換為數(shù)字形式的模數(shù)(A/D)轉換器。電池電壓檢測器110通過交流發(fā)電機I的輸出端子和充電線12連接至電池9的正極端子，并且用于輸出關于在電池9的正極端子處出現(xiàn)的電壓的數(shù)據(jù)。
[0052]操作檢測器120包括差分放大器和將來自將來自差分放大器的輸出轉換為數(shù)字形式的模數(shù)(A/D)轉換器。操作檢測器120用于輸出關于在高側MOS晶體管50的源極與漏極之間產(chǎn)生的電壓(即，在圖3和圖4中的端子B與C之間出現(xiàn)的電壓)的數(shù)據(jù)。控制器100對來自操作檢測器120的數(shù)據(jù)進行采樣以監(jiān)測與驅動器170的工作狀態(tài)對應的MOS晶體管50的工作狀態(tài),從而控制或診斷MOS晶體管50的操作。
[0053]類似地，操作檢測器130包括差分放大器和將來自差分放大器的輸出轉換為數(shù)字形式的模數(shù)(A/D)轉換器。操作檢測器130用于輸出關于在低側MOS晶體管51的源極與漏極之間產(chǎn)生的電壓(即，在圖3和圖4中的端子C與D之間出現(xiàn)的電壓)的數(shù)據(jù)。控制器100對來自操作檢測器130的數(shù)據(jù)進行采樣以監(jiān)測與驅動器171的工作狀態(tài)相對應的MOS晶體管51的工作狀態(tài)，從而控制或診斷MOS晶體管51的操作。
[0054]負載突降保護器140監(jiān)測交流發(fā)電機I的輸出電壓(即，整流器模塊群5和6輸出的電壓(即，在B端子處的電壓)，并且當在B端子處的電壓超過了第一閾值水平Vl (例如，20V)(這表明發(fā)生負載突降)時發(fā)布負載突降保護操作的指令。隨后，當通過負載突降保護操作將在B端子處的電壓減小到低于第一閾值水平Vl的第二閾值水平V2(例如，16.5V)以下時，負載突降保護器140發(fā)布用以停止負載突降保護操作的指令。在負載突降保護器140開始或停止負載突降保護操作之后，控制器100開始負載突降保護操作或整流操作。稍后將詳細描述負載突降保護器140的結構和負載突降保護操作。
[0055]溫度檢測器150由恒流源、二極管、差分放大器和將來自差分放大器的輸出轉換為數(shù)字形式的模數(shù)(A/D)轉換器構成。溫度檢測器150用于輸出關于在二極管處的正向壓降的數(shù)據(jù)，正向壓降是其溫度的函數(shù)。控制器100對從溫度監(jiān)測器150輸出的數(shù)據(jù)進行采樣以計算整流器模塊5X的溫度。
[0056]通信電路180在操作上與磁勵控制器7的通信電路78相同。具體地，通信電路180與連接在磁勵控制器7與E⑶8之間的通信端子和通信線耦合，并且在本身與E⑶8之間建立雙向串行通信(例如，使用LIN (局部互聯(lián)網(wǎng)路)協(xié)議的所謂的LIN通信)以將消息發(fā)送至ECU8或從ECU8接收消息。
[0057]以下將詳細描述負載突降保護操作和用以將負載突降保護操作返回為正常整流操作的操作。這些操作在整流器模塊5X、5Y、5Z、6U、6V和6W之間是相同的。因此，為了便于公開，以下討論將僅涉及整流器模塊5X。
[0058]負載突降的原因一般認為是兩種類型:從電池9的正極端子移除充電線12或者從電池9斷開大電負載12 (這也將稱為電池端子斷開)以及從交流發(fā)電機I的輸出端子移除充電線12 (這也將稱為輸出端子斷開)。在前一種情況(其也將稱為原因類型I)的情形下，由于電負載10仍然連接至充電線12，因此需要避免由產(chǎn)生負載突降保護操作引起的沖擊電壓。在充電線12從交流發(fā)電機I斷開的后一種情況(其也將稱為原因類型2)的情形下，不需要考慮沖擊電壓對電負載10的不利影響，然而，需要采取應對來自交流發(fā)電機I的輸出電壓快速上升的措施。因此，交流發(fā)電機I被設計為區(qū)分原因類型I和2，并接著選擇性地執(zhí)行應對原因類型I的第一負載突降保護操作、以及應對原因類型2的第二負載突降保護操作。
[0059]如圖5所示，負載突降保護器140配備有B端子電壓檢測器141、電壓改變監(jiān)測器200、選擇器202和204、第一保護電路210和第二保護電路220。
[0060]B端子電壓檢測器141用于測量來自交流發(fā)電機I (即，整流器模塊群5和6)的輸出電壓VB (B卩，在B端子處產(chǎn)生的電壓)。電壓改變監(jiān)測器200用于監(jiān)測由B端子電壓檢測器141測量的輸出電壓VB以確定輸出電壓VB的改變速率(即，輸出電壓VB的增大或減小的速率)。電壓改變監(jiān)測器200還用于確定輸出電壓VB的改變速率是否小于給定值。當確定輸出電壓VB的改變速率小于給定值時，電壓改變監(jiān)測器200啟動第一保護電路210。替選地，當確定輸出電壓VB的改變速率大于給定值(即，不小于給定值)時，電壓改變監(jiān)測器200啟動第二保護電路220。具體地，電壓改變監(jiān)測器200接通選擇器202和204中的一個以將第一保護電路210和第二保護電路220中的對應的一個保護電路的輸出發(fā)送至控制器100。
[0061]電壓改變監(jiān)測器200所作出的輸出電壓VB的改變速率是否小于給定值的確定是通過以下操作來實現(xiàn)的:測量輸出電壓VB從第二閾值電壓V2增大至第一閾值電壓Vl所需的時間Tl (參見圖6)并確定時間Tl是否長于或等于給定時間長度(其也將被稱為第二時間段)；或者測量輸出電壓VB從第一閾值電壓Vl減小至第二閾值電壓V2所需的時間T2(參見圖6)并確定時間T2是否長于或等于給定時間長度(其也將稱為第三時間段)。當確定時間Tl和T2中的任一個大于給定時間長度中的對應的給定時間長度時，這意味著輸出電壓VB的改變速率小于給定值。
[0062]第一保護電路210用于執(zhí)行應對原因類型I (即，電池端子斷開)的第一負載突降保護操作。第一保護電路210包括電壓改變確定器211、MOS電壓檢測器212、激勵電流方向檢測器213以及定時確定器214和215。
[0063]電壓改變確定器211用作輸出電壓閾值比較器，其用以確定輸出電壓VB是否已上升到第一閾值電壓Vl以上、或者輸出電壓VB在超過第一閾值電壓Vl之后是否下降到第二閾值電壓V2以下。圖7表明輸出電壓VB與電壓改變確定器211作出的確定的結果之間的關系。橫軸表不輸出電壓VB。縱軸表不電壓改變確定器211所作出的確定的結果。具體地，當輸出電壓VB超過了 20V (即，第一閾值電壓VI)時，電壓改變確定器211將其輸出從低電平(L)改變?yōu)楦唠娖?H)。當輸出電壓VB超過了 20V并接著下降到16.5V (S卩，第二閾值電壓V2)以下時，電壓改變確定器211將其輸出從高電平(H)改變?yōu)榈碗娖?L)。
[0064]MOS電壓檢測器212用于測量在低側MOS晶體管51的源極與漏極之間產(chǎn)生的電壓Vds (B卩，圖3和圖4中的端子C-D電壓)。激勵電流方向檢測器213用于分析由MOS電壓檢測器212得到的源漏極電壓Vds，以當MOS晶體管51接通時確定在MOS晶體管51的源極與漏極之間的流動的電流的方向。
[0065]在以下討論中，在電池9處所產(chǎn)生的端子電壓由Vbatt表示，以及當MOS晶體管50或51接通時在MOS晶體管50或51的源極與漏極之間產(chǎn)生的電壓由a表示。當負載突降沒有發(fā)生并且例如在定子繞組2的X相繞組的相電壓Vx超過Vbatt+a時，控制電路54接通高側MOS晶體管50，而當負載突降沒有發(fā)生并且在定子繞組2的X相繞組處的相電壓Vx下降到-a時，控制電路54接通低側MOS晶體管51，從而執(zhí)行同步整流(參見圖8 (A))。
[0066]在同步整流操作中電池端子斷開或輸出端子斷開的情況下，如上所述，將發(fā)生負載突降，其導致在交流發(fā)電機I的定子繞組2和3的每個相繞組處的電壓沖擊(參見圖8(B))。如圖8 (B)所表明，這可能引起相電壓V111 (例如，相電壓Vx)上升到電池9的端子電壓Vbatt以上，例如，高達100V或以上。在這樣的情況下，整流器模塊5X開始預先負載突降保護操作，并接著執(zhí)行負載突降保護操作，以便保護交流發(fā)電機I中的整流器模塊5X等、磁勵控制器7或電負載10 (參見圖9)。
[0067]在圖9中，“整流”表示作為在沒有由電池端子斷開而引起的負載突降的情況下交流發(fā)電機I的一系列操作模式之一的整流模式。當電池端子斷開在整流操作模式期間發(fā)生而使得相電壓Vx超過20V時(在電池9由額定電壓為12V的鉛酸蓄電池構成的情況下)，交流發(fā)電機I進入預先負載突降保護模式以開始預先負載突降保護操作。預先負載突降保護操作是為了設置應該開始負載突降保護模式的最佳時間。具體地，在進入負載突降保護模式時，負載突降保護器140在將抑制電壓尖峰或沖擊發(fā)生時向控制器發(fā)布負載突降保護指令。
[0068]例如，當在負載突降的情況下相電壓Vx超過20V時，控制電路54接通低側MOS晶體管51并同時關斷高側MOS晶體管50，以執(zhí)行負載突降保護操作。控制電路54分別將MOS晶體管51和50保持在接通和關斷狀態(tài)，直到由負載突降所引起的電壓沖擊消失為止。如圖8 (B)所示，這將相電壓Vui (即，相電壓Vx)在負載突降保護模式期間限制為在-a到+a的范圍內的電壓VP。
[0069]在進入負載突降保護模式之前，高側MOS晶體管50置于接通狀態(tài)，而低側MOS晶體管51置于關斷狀態(tài)。因此，在進入負載突降保護模式時MOS晶體管50和51分別從接通狀態(tài)到關斷狀態(tài)以及從關斷狀態(tài)到接通狀態(tài)的瞬時切換導致在圖8 (B)中的時間段A內在X相繞組處的大電壓尖峰或沖擊。具體地，MOS晶體管50和51中的每一個實際上在其完全在接通狀態(tài)與關斷狀態(tài)之間切換的時間上具有獨立可變性。因此，如果僅高側MOS晶體管50開始關斷的時間稍微提前，則將導致流過X相繞組的電流的瞬時切斷，這導致產(chǎn)生大電壓沖擊。
[0070]在圖8(B)中的每個時間段B內，沒有電流流過X相繞組，但低側MOS晶體管51的源極與漏極之間的電位差大，從而使得在接通MOS晶體管51的瞬間在X相繞組中產(chǎn)生大電流。這樣的X相繞組中的電流流動的大改變將導致在X相繞組處產(chǎn)生大電壓尖峰或沖擊。
[0071]從上述討論顯而易見的是，在時間段A或B內進入負載突降保護模式遭遇了交流發(fā)電機I的電壓沖擊的上述可能性。為了避免該問題，整流器模塊5X (B卩，控制器100)被設計為在發(fā)現(xiàn)已進入圖8 (B)中的時間段C時開始負載突降保護操作。預先負載突降保護操作確定當進入時間段C時，已達到開始負載突降保護操作的最佳時間。
[0072]類似地，當需要在通過負載突降保護操作來避免由于電池端子斷開而由負載突降引起的電壓沖擊之后恢復整流操作時，整流器模塊5X (S卩，控制電路54)執(zhí)行預恢復操作(參見圖9)。具體地，整流器模塊5X進入預恢復模式，以在由于負載突降已提升的相電壓Vx下降到16.5V以下時開始預恢復操作。預恢復操作是為了設置應該恢復整流操作的最佳時間。具體地，在將避免由整流操作模式的恢復(即，切換MOS晶體管50和51)而引起的電壓沖擊時，負載突降保護器140向控制器100發(fā)布整流恢復指令。控制器100對整流恢復指令作出響應以關斷低側MOS晶體管51并接著開始整流操作(即，同步整流)，如上所述。
[0073]在負載突降保護操作期間，保持低側MOS晶體管51接通，使得在X相繞組處產(chǎn)生圖8 (B)中的相電壓Vp。因此，當在圖8 (B)中的B到A到B的時間段內關斷低側MOS晶體管51時，將切斷在X相繞組中流過MOS晶體管51的大幅度電流，從而導致大電壓沖擊的發(fā)生。為了避免這樣的電壓沖擊，整流器模塊5X (即，控制電路54)被設計為如在預先負載突降保護模式下一樣在確定已進入圖8 (B)中的時間段C時開始正常整流操作。預恢復操作確定當進入時間段C時，已達到恢復整流操作的最佳時間。
[0074]當在進入負載突降保護模式之前(B卩，在接通低側MOS晶體管51之前)發(fā)生負載突降時，在圖8 (B)中的從B到A到B的時間段內產(chǎn)生的相電壓Vui保持在OV以上。確定是否進入了時間段C(S卩，當MOS晶體管51接通時，電流是否將在與允許電流通過并聯(lián)連接至MOS晶體管51的二極管的正向方向相反的方向上流過該MOS晶體管51)因而通過檢查相電壓Vui (B卩，MOS晶體管51的源極與漏極之間的電壓Vds)是否已下降到低于OV的參考電壓Vref下來實現(xiàn)。當源漏極電壓Vds低于參考電壓Vref時，意味著相電壓Vld的電平處于表示如圖8 (B)所示的時間段C已開始的范圍內。在這樣的條件下，激勵電流方向檢測器213產(chǎn)生高電平的輸出。
[0075]實際上，MOS電壓監(jiān)測器212難以準確地測量_0.1V到+0.1V的范圍的電壓，并且激勵電流方向檢測器213難以準確地將來自MOS電壓檢測器212的輸出與設置為接近OV的參考電壓Vref進行比較。結果，MOS電壓檢測器212被設計為以給定增益放大源漏極電壓Vds的電平以產(chǎn)生電壓Vds’。激勵電流方向檢測器23用于將電壓Vds’與給定參考電壓進行比較，以作出源漏極電壓Vds是否低于參考電壓Vref的確定。
[0076]圖10是表示經(jīng)MOS電壓檢測器212放大的源漏極電壓Vds與電壓Vds’之間的關系的曲線圖。縱軸表示電壓Vds’。橫軸表示源漏極電壓Vds。如在圖8 (B)中可以看到的，要將源漏極電壓Vds與參考電壓Vref進行比較的范圍在-0.1V與+0.1V之間。MOS電壓檢測器212將源漏極電壓Vds的電平放大例如20倍。在圖10的示例中，-0.1V被轉換為0V，以及+0.1V被轉換為+5V。電壓Vds’的電平在OV至+5V的范圍內線性改變。也就是說，如在圖10中可以看到的，電壓Vds’的電平與源漏極電壓Vds的電平線性對應。當源漏極電壓Vds已下降到-0.1V以下時，來自MOS電壓檢測器212的輸出被鉗制到0V，而當源漏極電壓Vds已超過+0.1V時，來自MOS電壓檢測器的輸出被鉗制到5V。為了準確確定是否進入了如圖8 (B)所示的時間段C，需要將參考電壓Vref ’設置為接近+5V。
[0077]激勵電流方向檢測器213將從MOS電壓檢測器212輸出的電壓Vds’與參考電壓Vref ’進行比較，并且當電壓Vds’低于參考電壓Vref ’時輸出高電平，而當電壓Vds’高于參考電壓Vref’時輸出低電平。
[0078]定時確定器214用于當在來自電壓改變確定器211的輸出從低電平改變?yōu)楦唠娖街髞碜约铍娏鞣较驒z測器213的輸出已變?yōu)楦唠娖綍r(B卩，當輸出電壓VB在負載突降存在時已超過20V并且確定如圖8 (B)所示的時間段C已開始時)，輸出高電平信號。從定時確定器214輸出的高電平信號攜帶負載突降保護開始指令，如上所述。控制器100控制驅動器170關斷高側MOS晶體管50并且還控制驅動器172接通低側MOS晶體管51以開始負載突降保護操作。
[0079]定時確定器215用于當在來自電壓改變確定器211的輸出已從高電平變?yōu)榈碗娖街髞碜约铍娏鞣较驒z測器213的輸出已變?yōu)楦唠娖綍r(B卩，當輸出電壓VB在負載突降存在時已超過20V且接著下降到16.5V以下并且確定如圖8 (B)所示的時間段C已開始時)，輸出高電平信號。從定時確定器214輸出的高電平信號攜帶整流恢復指令，如上所述。控制器100控制驅動器172關斷低側MOS晶體管51并接著恢復同步整流操作。
[0080]第二保護電路220用于執(zhí)行應對原因類型2 (即，輸出端子斷開)的第二負載突降保護操作。如圖5所示的第二保護電路220包括電壓改變確定器221、保護模式確定器225和中斷信號生成器226。
[0081]電壓改變確定器221用作輸出電壓-閾值比較器，其用以將由B端子電壓檢測器141測量的輸出電壓VB的電平與三個閾值V1、V2和V3中的每一個進行比較。具體地，電壓改變確定器221配備有Vl比較器222、V2比較器223和V3比較器224。
[0082]Vl比較器222將輸出電壓VB與第一閾值Vl (例如，20V)進行比較，并且當輸出電壓VB大于第一閾值Vl時輸出例如高電平信號。來自Vl比較器222的輸出通過選擇器202被傳送至控制器100。當來自Vl比較器222的輸出已從低電平變?yōu)楦唠娖綇亩砻髫撦d突降發(fā)生時，控制器100控制驅動器170關斷高側MOS晶體管50，并且還控制驅動器172接通低側MOS晶體管51，以開始用于降低超過了第一閾值Vl的輸出電壓VB的負載突降保護操作。
[0083]V2比較器223將輸出電壓VB與第二閾值V2進行比較，并且當輸出電壓VB低于第二閾值V2時輸出例如高電平。第二閾值V2表明已開始負載突降保護操作的事實，從而輸出電壓VB已下降并被設置為例如低于第一閾值Vl (例如，20V)的16.5V。
[0084]來自V2比較器223的輸出被傳送至中斷信號生成器226。具體地，當來自V2比較器223的輸出從低電平變?yōu)楦唠娖?這表明輸出電壓VB已下降到第二閾值V2以下)時，中斷信號發(fā)生器226用于在給定時間段(其也將被稱為第一時間段)內輸出高電平脈沖信號。來自中斷信號生成器226的輸出通過選擇器204被傳送至控制器100。控制器100對來自中斷信號生成器226的高電平信號作出響應以在對應于第一時間段的時間段內中斷負載突降保護操作。具體地，控制器100在給定時間段內起動驅動器172以關斷低側MOS晶體管51而同時保持高側MOS晶體管50關斷。在經(jīng)過了給定時間段之后，控制器100再次起動驅動器172以接通低側MOS晶體管51。稍后將詳細描述如何確定來自中斷信號生成器226的輸出被保持在高電平的給定時間段(S卩，第一時間段)。
[0085]V3比較器224將輸出電壓VB與第三閾值V3進行比較，并且當輸出電壓VB低于第三閾值V3時輸出例如高電平信號。第三閾值V3用于檢測負載突降保護操作終止的時間。V3比較器224使用響應于從中斷信號生成器226輸出的脈沖信號而緊接在MOS晶體管51保持關斷了給定時間段之后所產(chǎn)生的輸出電壓VB，以將其與第三閾值V3進行比較。緊接在MOS晶體管繼續(xù)關斷給定時間段之后，控制器100輸出時間信號。V3比較器224對該時間信號作出響應以開始將輸出電壓VB與第三閾值V3進行比較。
[0086]保護模式確定器225用于確定是否正執(zhí)行針對原因類型2 (即，輸出端子端口)所準備的負載突降保護操作。具體地，保護模式確定器225確定來自Vl比較器221的輸出是否已改變以開始負載突降保護操作。當來自Vl比較器221的輸出已變?yōu)楦唠娖綍r，保護模式確定器225確定負載突降保護操作已開始并且將表示這樣的事實的信號輸出至V3比較器224。隨后，當來自V3比較器224的輸出已變?yōu)楦唠娖綍r，保護模式確定器225確定負載突降保護操作已終止。第三閾值V3被設置為低于第一閾值Vl而高于第二閾值V2。可替選地選擇等于第二閾值V2的第三閾值V3。這允許在V2比較223與V3比較器224之間共享單電路結構。
[0087]圖11示出交流發(fā)電機I (S卩，控制電路54)的操作序列。步驟SI表示在不存在負載突降時所執(zhí)行的整流操作。當負載突降沒有發(fā)生并且例如在定子繞組2的X相繞組處的相電壓Vx超過在電池9處的端子電壓Vbatt與在被接通時MOS晶體管50或51的源極和漏極之間產(chǎn)生的電壓a的總和時，控制電路54接通高側MOS晶體管50，而當負載突降沒有發(fā)生并且在定子繞組2的X相繞組處的相電壓Vx下降到_a (B卩，源漏極電壓a的負數(shù))時，控制電路54接通低側MOS晶體管51，從而執(zhí)行同步整流(參見圖8 (A)以及圖11中的步驟SI)以將輸出電壓VB調整為目標電壓Vreg (例如，14.5V)。與這樣的整流操作并行地，Vl比較器222將輸出電壓VB與第一閾值Vl進行比較(參見圖11中的步驟S2)。如果充電線12從交流發(fā)電機I的輸出端子斷開，則如上所述的負載突降將發(fā)生，這導致在交流發(fā)電機I的定子繞組2和3的每個相繞組處的電壓沖擊。這使得輸出電壓VB上升到第一閾值Vl以上。因此，Vl比較器222將表示負載突降保護操作的開始的高電平信號輸出至控制器100。然后，控制器100啟動驅動器170以關斷高側(上臂)M0S晶體管50，并且還啟動驅動器172以接通低側(下臂)M0S晶體管51 (參見圖11中的步驟S3)。
[0088]在來自VI比較器222的輸出變?yōu)楦唠娖脚c當控制器100開始啟動驅動器172以接通MOS晶體管51時之間始終存在時滯。這樣的時滯由圖12中的Tr表達。具體地，在來自Vl比較器222的輸出變?yōu)楦唠娖揭院蠼?jīng)過了時滯Tr之后，控制器100關斷MOS晶體管50并接通MOS晶體管51。輸出電壓VB繼續(xù)上升，直到MOS晶體管51接通為止。然而，當輸出電壓VB達到連接至交流發(fā)電機I的輸出端子的齊納二極管200的齊納電壓時，或者更確切地，當輸出電壓VB減去二極管22的正向電壓達到齊納二極管10的齊納電壓時，輸出電壓VB保持為齊納電壓。這由表示齊納二極管20的操作的線上的“開(0N)”表示。
[0089]在下臂MOS晶體管51接通之后，輸出電壓VB下降。V2比較器223確定輸出電壓VB是否已下降到第二閾值V2以下(參見圖11中的步驟S4)。當輸出電壓VB以下降到第二閾值V2以下時，V2比較器223將表示這樣的事實的信號輸出至中斷信號生成器226。中斷信號生成器226繼續(xù)在預定時間段(即，第一時間段)內將高電平脈沖信號輸出至控制器100。控制器100起動驅動器172以在作為預定時間段(例如，第一時間段)的函數(shù)而給出的時間段內關斷低側MOS晶體管51。在經(jīng)過了預定時間段之后，控制器100再次起動驅動器172以接通低側MOS晶體管51 (參見圖11的步驟S5)。
[0090]在從中斷信號生成器226輸出脈沖信號與當控制器100開始起動驅動器172以關斷MOS晶體管51時之間存在時滯。這樣的時滯由圖12中的Tr表達，并且基本上與如上所述在來自VI比較器222的輸出變?yōu)楦唠娖脚c當控制器100開始起動驅動器172以接通MOS晶體管51從而開始負載突降保護操作時之間的時滯相同，然而，該時滯可以與其不同。MOS晶體管51保持關斷的時間段由圖21中的TO表達。V3比較器224在緊接在MOS晶體管51保持關斷時間段TO之后對輸出電壓TB進行采樣，并將其與第三閾值V3進行比較(參見圖11中的步驟S6)。
[0091]直到負載突降的情況下儲存在交流發(fā)電機I的定子中的能量消失，在上臂MOS晶體管50保持關斷的條件下關斷下臂MOS晶體管51使得電流流過并聯(lián)連接至MOS晶體管50的二極管，從而輸出電壓VB開始再次上升。因此，緊接在MOS晶體管51關斷時間段TO之后的輸出電壓VB超過第三閾值V3，使得負載突降保護操作繼續(xù)。在負載突降的情況下儲存在定子中的能量消失，使得緊接在MOS晶體管51關斷時間段TO之后的輸出電壓VB下降到第三閾值V3以下。因此，控制器100停止負載突降保護操作，然后恢復同步整流操作。
[0092]以下將描述如何確定在負載突降保護模式下下臂MOS晶體管51保持關斷的時間段。在輸出端子斷開的情況下的負載突降保護操作中，緊接在下臂MOS晶體管51關斷給定時間段之后所采樣的輸出電壓VB的電平用于確定應隨后的關斷請求應該關斷MOS晶體管51的時間段(以下也將稱為關斷持續(xù)時間)，也就是說，隨后輸出電壓VB何時下降到第二閾值V2以下。也就是說，將下臂MOS晶體管51保持關斷的關斷持續(xù)時間確定為在負載突降的情況下輸出電壓VB上升的速率的函數(shù)。與當檢測輸出電壓VB以再次接通MOS晶體管51時相比，關斷持續(xù)時間的最小值被設置為比時滯Tr短，從而使得MOS晶體管51快速接通。這避免了輸出電壓VB由于在接通MOS晶體管51時的延遲而不期望地上升。更具體地，按照如下述三種方法中的任一種來確定關斷持續(xù)時間。
[0093]第一種方法
[0094]當緊接在下臂MOS晶體管51保持關斷給定時間段之后提升的輸出電壓VB的電平大于或等于第一閾值Vl時，將接下來要關斷MOS晶體管51的時間段TO (即，關斷持續(xù)時間)設置為短于時滯Tr，如圖12所表明的那樣。與檢測到輸出電壓VB超過了第一閾值Vl并且MOS晶體管51接著再次接通的事實相比，這使得MOS晶體管51快速接通。這避免了輸出電壓VB由于在接通MOS晶體管51時的延遲而不期望地上升。
[0095]第二種方法
[0096]當緊接在下臂MOS晶體管51保持關斷給定時間段之后提升的輸出電壓VB的電平如圖13所示大于或等于第一閾值Vl時，將接下來要關斷MOS晶體管51的時間段TO (BP,關斷持續(xù)時間)設置為小于MOS晶體管51最后一次或比一個關斷周期更早地保持關斷的給定時間段(即，時間段T0)的一半。當給定時間段的一半短于預定下限時，將時間段TO設置為下限。該方法是由于MOS晶體管51再次接通的時間將不期望地延遲的預期，并且設置時間段TO以補償這樣的延遲，從而避免輸出電壓VB由于在接通MOS晶體管51時的延遲而不期望地上升。
[0097]第三種方法
[0098]當緊接在下臂MOS晶體管51保持關斷給定時間段之后提升的輸出電壓VB的電平如圖14所示在第一閾值Vl與第二閾值V2之間時，將接下來要關斷MOS晶體管51的時間段TO (即，關斷持續(xù)時間)選擇為比MOS晶體管51最后一次保持關斷的給定時間段(B卩，時間段T0)長兩倍以上。該方法避免了下一次較早接通MOS晶體管51并且推遲了接下來要接通MOS晶體管51的時間，從而確保足夠的時間保持MOS晶體管51關斷。這避免了輸出電壓VB的不期望地上升。
[0099]可按照上述第一種方法和第二種方法中的任一種來確定時間段(B卩，關斷持續(xù)時間)。第三種方法可與第一種方法和第二種方法之一結合使用。
[0100]從上述討論明顯的是，當由電池端子斷開引起的負載突降已發(fā)生時，交流發(fā)電機I的控制電路54用于執(zhí)行第一負載突降保護操作以抑制在交流發(fā)電機I中發(fā)生的電壓沖擊。具體地，當輸出電壓VB的電平增大或減小的速率小于給定值時，控制電路54等待開始負載突降保護直到到達期望消除電壓沖擊的發(fā)生的時間為止，并接著執(zhí)行該負載突降保護，從而最小化電壓沖擊對電負載10的不利影響。由輸出端子斷開引起的負載突降導致輸出電壓VB的電平快速上升。因此，允許控制電路54立即開始第二負載突降保護，從而快速地消除電壓沖擊并確保交流發(fā)電機I的操作的可靠性。
[0101]當下臂MOS晶體管51接通時以及當下臂MOS晶體管51關斷時都執(zhí)行第一負載突降保護操作，從而完全消除了由負載突降引起的電壓尖峰。當檢測到負載突降時，立即開始第二負載突降保護操作，從而快速地抑制電壓沖擊的發(fā)生。
[0102]在負載突降的情況下，第二負載突降保護操作用于計算下臂MOS晶體管51保持關斷的時間段以對在控制器100的操作中的時滯進行補償，從而避免要關斷MOS晶體管51的持續(xù)時間的不期望增加，以在第二負載突降保護操作期間消除來自交流發(fā)電機I的輸出電壓的過度上升的風險。
[0103]通過測量輸出電壓VB在第一閾值Vl與第二閾值V2之間改變所花費的時間來實現(xiàn)對輸出電壓VB增大或減小的速率的確定，從而消除對交流發(fā)電機I的附加結構的需要。
[0104]盡管為了利于更好地理解本發(fā)明而按照優(yōu)選實施例公開了本發(fā)明，但應該理解，在不背離本發(fā)明的原理的情況下，可以各種方式實現(xiàn)本發(fā)明。因此，本發(fā)明應被理解為包括在不背離所附權利要求闡述的本發(fā)明的原理的情況下可以實現(xiàn)的所有可能實施例以及對所示實施例的變型。
[0105]例如，交流發(fā)電機I可被設計為包括定子繞組2和3中的一個以及整流器模塊群5和6中的對應一個整流器模塊群。
[0106]以上已將交流發(fā)電機I說明為使用整流器模塊5X、5Y、5Z、6V和6W來執(zhí)行整流操作(即，發(fā)電)，但可替選地被設計為控制MOS晶體管50和51的接通時間和關斷時間，以將從電池9供給的直流電流轉換為交流電流并將其供給至定子繞組2和3，從而以電機模式操作交流發(fā)電機I。
[0107]替選地，整流器模塊群5和6中的每一個均可配備有兩個或多于三個的整流器模塊。
[0108]整流器模塊5X、5Y、5Z、6V和6W針對每一個均用于通過X相繞組、Y相繞組和Z相繞組、U相繞組、V相繞組和W相繞組中的對應的一個相繞組控制同步整流，然而，交流發(fā)電機I可以被設計為使單個整流控制器用于所有X相繞組、Y相繞組和Z相繞組、U相繞組、V相繞組和W相繞組。
[0109]整流器模塊5X、5Y、5Z、6U、6V和6W中的每一個的上臂和下臂均包括MOS晶體管50和51，然而，僅下臂可配備有MOS晶體管，而上臂可由二極管構成。
[0110]交流發(fā)電機I配備有全部布置在磁勵控制器7外部的齊納二極管20和30以及二極管22，然而，如圖15所示，磁勵控制器7可被設計為具有安裝在其中的齊納二極管20和30以及二極管22。這消除了將齊納二極管20和30以及二極管22中的每一個獨立于磁勵控制器7而安裝在交流發(fā)電機I中的需要，從而利于制造交流發(fā)電機I。齊納二極管20和30以及二極管22中的僅一個或兩個可被設置在磁勵控制器7內部。電容器80可被布置在磁勵控制器7外部。
[0111]在由輸出端子斷開引起的負載突降的情況下，如圖5所示，第二保護電路220執(zhí)行第二負載突降保護操作，以在輸出電壓VB已下降到第二閾值V2以下的設置時間段內關斷下臂MOS晶體管51并接著再次將其接通，然而，替選地，第二保護電路220可以被設計為將MOS晶體管51保持關斷直到輸出電壓VB達到第一閾值Vl為止。可通過將第二保護電路220設計為在來自第一保護電路210的電壓改變確定器211的輸出被置于高電平時接通MOS晶體管51來實現(xiàn)這樣的負載突降保護操作。
【權利要求】
1.一種用于車輛的旋轉電機，包括: 電樞繞組，包括兩相繞組或更多相繞組； 開關單元，用于對在所述電樞繞組中所感應的電壓進行整流，所述開關單元配備有橋接電路，所述橋接電路包括開關器件，所述開關器件具有與之并聯(lián)連接的二極管，所述開關器件用作下臂開關器件，所述下臂開關器件構成所述橋接電路的下臂； 控制器，用于接通或關斷所述下臂開關器件； 電容器，并聯(lián)連接至所述開關單元的輸出端； 電壓改變監(jiān)測器，用于監(jiān)測來自所述開關單元的輸出電壓以確定所述輸出電壓改變的速率； 負載突降保護器，用于選擇性地執(zhí)行第一負載突降保護操作和第二負載突降保護操作以抑制由負載突降引起的電壓沖擊的發(fā)生，當由所述電壓改變監(jiān)測器確定的速率小于給定值時，所述負載突降保護器按照期望抑制電壓沖擊的發(fā)生的時間來開始所述第一負載突降保護操作，而當由所述電壓改變監(jiān)測器確定的速率大于所述給定值時，所述負載突降保護器開始所述第二負載突降保護操作而不考慮期望抑制電壓沖擊的發(fā)生的時間。
2.根據(jù)權利要求1所述的旋轉電機，其中，在所述第一負載突降保護操作的模式下，所述負載突降保護器監(jiān)測來自所述開關單元的輸出電壓，并且當所述輸出電壓超過了第一閾值時，向所述控制器發(fā)布接通指令以在期望消除電壓沖擊的時間接通所述下臂開關器件，當所述輸出電壓在超過所述第一閾值之后下降到了第二閾值以下時，所述負載突降保護器向所述控制器發(fā)布關斷指令以在期望消除電壓沖擊的時間關斷所述下臂開關器件。
3.根據(jù)權利要求1所述的旋轉電機，其中，在進入所述第二負載突降保護操作的模式時，所述負載突降保護器監(jiān)測來自所述開關單元的輸出電壓，并且當所述輸出電壓超過了第一閾值時，向所述控制器發(fā)布接通指令以接通所述下臂開關器件，而當所述輸出電壓在超過所述第一閾值之后下降到了第二閾值以下時，所述負載突降保護器向所述控制器發(fā)布關斷指令以關斷所述下臂開關器件。
4.根據(jù)權利要求3所述的旋轉電機，其中，在所述第二負載突降保護操作的模式下，當所述輸出電壓下降到了所述第二閾值以下時，所述負載突降保護器向所述控制器輸出關斷指令以在第一時間段內關斷所述下臂開關器件，并接著在經(jīng)過了所述第一時間段之后向所述控制器輸出關斷指令以接通所述下臂開關器件。
5.根據(jù)權利要求2所述的旋轉電機，其中，當來自所述開關單元的輸出電壓從所述第二閾值上升到所述第一閾值所需的時間段大于或等于第二時間段時，確定由所述電壓改變監(jiān)測器確定的速率小于所述給定值。
6.根據(jù)權利要求2所述的旋轉電機，其中，當來自所述開關單元的輸出電壓從所述第一閾值下降到所述第二閾值所需的時間段長于或等于第三時間段時，確定由所述電壓改變監(jiān)測器確定的速率小于所述給定值。
【文檔編號】H02H7/06GK103633784SQ201310366998
【公開日】2014年3月12日 申請日期:2013年8月21日 優(yōu)先權日:2012年8月21日
【發(fā)明者】丸山敏典, 豬口譽敏, 木村明佐香, 中西誠也 申請人:株式會社電裝