本發(fā)明涉及集成電路技術領域，具體涉及一種低噪聲放大器。

背景技術：

低噪聲放大器(LNA)是射頻收發(fā)機中的重要模塊之一，主要用于通訊系統(tǒng)中將接收自天線的信號放大，以便于后級的接收機電路處理。

由于來自天線的信號一般都非常微弱，低噪聲放大器一般情況下均位于非?？拷炀€的部位以減小信號損耗。正是由于噪聲放大器位于整個接收機緊鄰天線的最先一級，它的特性直接影響著整個接收機接收信號的質(zhì)量。為了確保天線接收的信號能夠在接收機的最后一級被正確的恢復，一個好的低噪聲放大器需要在放大信號的同時產(chǎn)生盡可能低的噪音以及失真。

隨著現(xiàn)代移動通訊的發(fā)展，低噪聲放大器要求能夠適用于各種頻率和協(xié)議的應用，因此對LNA的電感提出了更高的要求，尤其是要求LNA的電感可變，滿足各種頻率和協(xié)議應用的需要，從而使整個接收機成為一個寬帶的接收機。輸入端的阻抗匹配和噪聲匹配是實現(xiàn)高增益和低噪聲的關鍵，對輸入端的阻抗匹配和噪聲匹配影響最關鍵的是LNA的電感。

但是電感消耗了較多的芯片面積，因此一種不用電感的LNA解決方案便是采用噪聲消除結構。通過噪聲消除結構LNA，可以在不使用電感的前提下，獲得較好的增益和噪聲。但是對于很多協(xié)議來說，這類噪聲消除LNA的噪聲仍然是不可接受的。

技術實現(xiàn)要素：

為了克服以上問題，本發(fā)明旨在提供一種低噪聲放大器，從而有效降低寬帶噪聲。

為了達到上述目的，本發(fā)明提供了一種低噪聲放大器，包括：第一晶體管、第二晶體管、第三晶體管、第一負載電阻、第二負載電阻、反饋電阻、等效射頻電阻、第一耦合電容、第二耦合電容、等效射頻信號源、第一差分信號輸出端、第二差分信號輸出端、電源、第一偏置電壓端和第二偏置電壓端；其中，

等效射頻信號源的一端與等效射頻電阻的一端相連接，通過等效射頻電阻輸入信號；等效射頻信號源的另一端接地；

等效射頻電阻的另一端與第一耦合電容的一端相連；第一耦合電容的另一端與第二耦合電容的一端、第一晶體管的漏極、第三晶體管的漏極共同連接于一節(jié)點，第二耦合電容的另一端與反饋電阻的一端、第二晶體管的柵極連接于一節(jié)點；

反饋電阻的另一端連接于第二偏置電壓；

第一晶體管的柵極連接第一偏置電壓，第一晶體管的漏極連接第一差分信號輸出端、且還連接于第一負載電阻的一端；

第二晶體管的源極接地，第二晶體管的漏極連接第二差分信號輸出端、且還連接于第二負載電阻的一端；

第一負載電阻的另一端與第二負載電阻的另一端共同連接至電源的正極；

第三晶體管的柵極與第一晶體管的漏極相連，第三晶體管的源極接地。

優(yōu)選地，所述第一晶體管、所述第二晶體管和所述第三晶體管均為NMOS晶體管。

優(yōu)選地，所述等效射頻電阻為30～75歐姆。

優(yōu)選地，所述等效射頻信號源的射頻范圍為50MHz～5.5GHz。

優(yōu)選地，所述第一負載電阻為3～10千歐姆。

優(yōu)選地，所述第二負載電阻為3～10千歐姆。

優(yōu)選地，所述反饋電阻為1～5千歐姆。

優(yōu)選地，所述第一耦合電容的范圍為2～20pF，第二耦合電容的范圍為2～20pF。

本發(fā)明的低噪聲放大器，第三晶體管是一個反饋晶體管，也是一個共源級放大結構，輸入信號通過第一晶體管放大后，由第一晶體管的漏極輸出，同時通過第三晶體管的柵極反饋至第一晶體管的漏極，形成反饋結構，這樣，由于第三晶體管作為反饋晶體管反饋作用于第一晶體管上，會改變第一晶體管的跨導值，也就改變第一晶體管所在支路的電流，這樣第一負載電阻兩端的電壓降與傳統(tǒng)LNA相比就更小了，既可使本發(fā)明的低噪聲放大器能夠獲得較大增益，同時還不影響第一晶體管的支路的電流，從而不會影響到噪聲系數(shù)。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的一個較佳實施例的低噪聲放大器的電路結構示意圖

圖2為本發(fā)明的一個較佳實施例的低噪聲放大器的輸入匹配曲線圖

圖3為本發(fā)明的一個較佳實施例的低噪聲放大器的增益曲線圖

圖4為本發(fā)明的一個較佳實施例的低噪聲放大器的噪聲系數(shù)曲線圖

具體實施方式

為使本發(fā)明的內(nèi)容更加清楚易懂，以下結合說明書附圖，對本發(fā)明的內(nèi)容作進一步說明。當然本發(fā)明并不局限于該具體實施例，本領域內(nèi)的技術人員所熟知的一般替換也涵蓋在本發(fā)明的保護范圍內(nèi)。

以下結合附圖1～4和具體實施例對本發(fā)明作進一步詳細說明。需說明的是，附圖均采用非常簡化的形式、使用非精準的比例，且僅用以方便、清晰地達到輔助說明本實施例的目的。

請參閱圖1，本實施例的一種低噪聲放大器包括：第一晶體管M1、第二晶體管M2、第三晶體管M3、第一負載電阻R1、第二負載電阻R2、反饋電阻R_F、等效射頻電阻R_S、第一耦合電容C1、第二耦合電容C2、等效射頻信號源V_S、第一差分信號輸出端Vout_p、第二差分信號輸出端Vout_n、電源、第一偏置電壓端VB1和第二偏置電壓端VB2。本實施例中，第一晶體管M1、第二晶體管M2和第三晶體管M3均為NMOS晶體管。

具體的，等效射頻信號源V_S的一端與等效射頻電阻R_S的一端相連接，通過等效射頻電阻R_S輸入信號；等效射頻信號源的另一端接地。等效射頻信號源的射頻范圍可以為50MHz～5.5GHz。

等效射頻電阻的另一端與第一耦合電容的一端相連；第一耦合電容的另一端與第二耦合電容的一端、第一晶體管的漏極、第三晶體管的漏極共同連接于一節(jié)點，第二耦合電容的另一端與反饋電阻的一端、第二晶體管的柵極連接于一節(jié)點。反饋電阻的另一端連接于第二偏置電壓。這里的，等效射頻電阻可以為30～75歐姆，較佳的為50歐姆；第一耦合電容的范圍可以為2～20pF，較佳的，為5pF，第二耦合電容的范圍可以為2～20pF，較佳的，為5pF。

第一晶體管的柵極連接第一偏置電壓，第一晶體管的漏極連接第一差分信號輸出端、且還連接于第一負載電阻的一端；第二晶體管的源極接地，第二晶體管的漏極連接第二差分信號輸出端、且還連接于第二負載電阻的一端。第三晶體管的柵極與第一晶體管的漏極相連，第三晶體管的源極接地。

第一負載電阻的另一端與第二負載電阻的另一端共同連接至電源的正極。這里的第一負載電阻可以為3～10千歐姆，較佳的為5千歐姆，第二負載電阻可以為3～10千歐姆，較佳的為5千歐姆，反饋電阻可以為1～5千歐姆，較佳的為2.5千歐姆。

以下，對本實施例的低噪聲放大器的原理進行詳細說明。

本實施例的低噪聲放大器中，通過等效射頻信號輸入等效射頻信號，通過第一晶體管M1、第二晶體管M2這兩個支路的信號放大，最終轉換成差分信號由第一差分信號輸出端Vout_p和第二差分信號輸出端Vout_n輸出。因此，這里的低噪聲放大器所運行的過程也是一個單端轉差分的過程。

本實施例的低噪聲放大器采用第三晶體管M3作為一個反饋晶體管，也同時是一個共源級放大結構，第一晶體管M1作為一個共柵極放大管，射頻輸入信號通過第三晶體管M3的漏極輸入，一方面通過第一晶體管M1放大后，從第一晶體管M1的漏極輸出，另一方面，通過第三晶體管M3的柵極反饋至第一晶體管M1的漏極，形成反饋結構。

由于第三晶體管M3不在放大支路上，因此不會影響該低噪聲放大器的電壓增益。但是由于第三晶體管M3反饋作用于第一晶體管M1上，會改變第一晶體管M1的跨導(gm)值，使得第一晶體管M1所在支路的電流變小，電壓降也隨之減小，從而導致第一負載電阻R1兩端的電壓降更小，因此為了獲得更高的增益，再由于增益與第一負載電阻R1正相關，可以適當增加第一負載電阻R1的阻抗，這樣，既可使低噪聲放大器獲得較大增益，又可以不影響第一晶體管M1支路的電流，從而不會影響到噪聲系數(shù)。

根據(jù)電路等效計算，該低噪聲放大器的輸入阻抗匹配Zin,new為：

其中，Zin為傳統(tǒng)噪聲消除低噪聲放大器的輸入阻抗，gm3為第三晶體管M3的跨導，R1為第一負載電阻。

由于采用第三晶體管M3作為反饋晶體管，該低噪聲放大器的噪聲系數(shù)NF可以計算為：

其中，等效射頻電阻Rs采用50歐姆匹配，Gain為該低噪聲放大器的增益。

圖2所示為本實施例的低噪聲放大器的輸入匹配曲線S11。從圖2中可以看出，該噪聲消除低噪聲放大器具備較好的寬帶特性，整個頻率范圍可以覆蓋10MHz～8GHz的超寬頻段范圍。該頻段范圍可以滿足大部分協(xié)議對于低噪聲放大器的要求。

圖3所示為本實施例的低噪聲放大器的增益曲線S21。從圖3中可以看出，該低噪聲放大器的峰值增益為20.9dB，峰值增益頻率為291MHz。在低頻段(～10MHz)，該低噪聲放大器的增益為19.7dB，在高頻段(～8GHz)，該低噪聲放大器的增益為18.2dB。這些增益范圍可以滿足大部分協(xié)議對于低噪聲放大器的要求。

圖4所示為本實施例的低噪聲放大器的噪聲系數(shù)曲線。從圖4中可以看出，該低噪聲放大器的噪聲最小值為1.4dB，最小值所在頻率為315MHz，在77MHz～1.8GHz范圍內(nèi)，本低噪聲放大器的噪聲系數(shù)均小于1.5dB，對于噪聲消除低噪聲放大器而言，該噪聲水平也是較好的。該低噪聲放大器在工作頻率(10MHz～8GHz)范圍內(nèi)的噪聲均小于4.0dB。

雖然本發(fā)明已以較佳實施例揭示如上，然實施例僅為了便于說明而舉例而已，并非用以限定本發(fā)明，本領域的技術人員在不脫離本發(fā)明精神和范圍的前提下可作若干的更動與潤飾，本發(fā)明所主張的保護范圍應以權利要求書為準。