專利名稱：一種脈沖峰值檢波的超寬帶接收方法及其接收機的制作方法
技術領域：
本發明屬于脈沖超寬帶通信技術領域，特別涉及脈沖峰值檢波的超寬帶接收方法及其接收機。
背景技術：
《微波理論與技術會刊》(IEEE Transaction on Microwave Theory and Technology，Vol.52，Issue 9，Sep.2004，p 2087-2104)介紹了脈沖超寬帶技術的進展，由于納秒亞納秒寬度的脈沖信號的檢測存在接收、模數轉換和同步等困難，目前已有的脈沖超寬帶通信系統的最高速率僅為25Mbps。
目前針對超寬帶通信的物理層實現方案中納秒亞納秒寬度脈沖信號的接收通常有相干方法和非相干方法兩種。中國專利CN1561006公開的一種相關接收機及其接收方法，接收端通過最大似然方法估計模板信號，與接收脈沖進行相關積分，相干接收需要有復雜的同步電路以保證相關模板與接收脈沖在時域對齊。，中國專利CN1615596公開的一種差分相關的接收方法，其差分相關電路需要一個寬帶延時器件，延時量近似于一個碼元周期，實現困難。在非相干接收方法中，通常采用能量檢測的方法。美國專利3,755,396提出一種隧道二極管檢波的恒定誤警率(CFAR)的電路。美國專利5,901,172中描述了一種隧道二極管的超寬帶脈沖檢測器，僅在系統開始校準隧道二極管的偏置狀態。上述專利中隧道二極管都工作在多諧振蕩模式，這需要在每次檢測一個脈沖之后將隧道二極管放電，因此需要附加電路，并且隧道二極管放電的時間也限制了檢測的速度。在中國專利CN1611011A中利用了隧道二極管或運算放大器(op-amp)工作在負阻狀態構成的可控張馳振蕩電路，該方法需要檢測可控張馳振蕩電路輸出的振蕩波形的數目，因此需要附加電路。
目前針對超寬帶信號數字化的方法一般是采用超高速的模數轉換器件，《58屆電器電子工程師學會車載技術會議論文集》(IEEE 58th Vehicular technology conferences，2003，Vol.2，p1303-1307)中介紹了高速的閃速模數轉換器(Flash ADC)實現對接收信號的數字化，采用頻率越高，模數變換的位數越大，閃速模數轉換器的功耗就越高；由于超寬帶工作所用的脈沖信號的寬度在納秒亞納秒級，經過能量檢波之后其輸出脈沖包絡仍占據了幾百兆到幾個吉赫茲的帶寬，根據耐奎斯特(Nyquist)取樣定理，無失真的模數轉換所需要的取樣率要高達幾百兆到幾個吉赫茲，這加大了系統的實現難度和功耗。
目前針對脈沖超寬帶非相干接收系統的同步方案，一般分為兩個步驟脈沖同步和幀同步。《超寬帶系統和技術國際會議論文集》(international workshop on Joint UWBST & IWUWBS，2004，p288-292)提出將一個碼元周期分為多個小的區間，采用比較各個區間脈沖能量的大小來獲取脈沖同步，然后判決解調脈沖信號。這種同步方案采用單個脈沖信號判決脈沖同步，沒有多個脈沖的累積效果，同步的精度不高；同時完成脈沖同步之后還需要進行幀同步，運算量大，所需的同步時間長。

發明內容
本發明的目的是提供一種脈沖峰值檢波的超寬帶接收方法及其接收機，以克服現有技術的上述缺陷，使超寬帶技術在近距離無線通信中真正成為結構簡單、高速的通信方式。
本發明的脈沖峰值檢波的超寬帶系統接收方法，其特征在于首先將天線接收到的信號通過檢波器提取脈沖信號的峰值包絡；峰值包絡信號被比較器量化為數字信號，通過并行多路取樣電路實現對量化的包絡信號取樣，每路的取樣周期與碼元周期相同；然后將并行多路的量化包絡信號按取樣的先后順序從小到大編號，每一路與設定的幀頭序列做相關處理，若其中至少有一路相關輸出值大于門限值，則確定相關輸出值大于門限值中編號最小的一路的取樣時刻為接收到脈沖信號的起始時刻，確定該位為幀信號的起始時刻；若沒有一路相關輸出值大于門限值，則將輸入并行多路的量化包絡信號向前滑動一個碼元周期，重復上述過程；再根據同步單元確定的接收到脈沖信號的起始時刻，將該時刻的取樣值和后續數個取樣值做相加，數目在大于等于1，小于并行取樣的路數，若相加值大于設定的解調門限，則判決為“1”，若相加值小于設定的門限，則判決為“0”。
本發明的脈沖峰值檢波的超寬帶系統接收機，包括接收天線聯接濾波放大電路的輸入端，濾波放大電路的輸出端聯接峰值檢波電路的輸入端，峰值檢波電路的輸出端聯接量化取樣電路的輸入端，量化取樣電路的輸出端聯接同步單元的輸入端和解調單元的輸入端，同步單元的輸出端聯接解調單元的輸入端；其特征在于所述峰值檢波電路采用隧道二極管檢波器反向安裝其耦合電容一端連接峰值檢波電路的輸入，另一端連接電感和隧道二極管檢波器的負極(N極)，電感的另一端接地，隧道二極管檢波器的正極(P極)連接電阻和濾波電容，電阻和濾波電容的另一端接地，峰值檢波電路的輸出連接隧道二極管檢波器的正極、電阻和濾波電容；所述量化取樣電路包括高速比較電路的輸出聯接并行取樣電路的輸入或高速比較電路聯接脈沖延展器的輸入，脈沖延展器的輸出聯接并行取樣電路的輸入。
所述高速比較電路可以為單個或多個高速比較器。
所述脈沖延展器包括集成單穩多諧觸發器或由D型觸發器通過自清除構成的脈沖延展電路，優選D型觸發器通過自清除構成的脈沖延展電路。
所述并行取樣電路包括并行輸出的高速取樣器或并行多路的數字取樣鎖存器；優選并行輸出的高速取樣器。
由于本發明采用峰值檢波脈沖檢測的接收方案，相對于相關接收和差分相關接收的方法，不需要產生相關模板電路或超寬帶的延時電路，結構簡單；相對于能量檢測的非相干接收方法，脈沖峰值檢波電路無需附加額外的放電電路或波形檢測電路，可以實現高達200Mbps及以上的通信速率；脈沖峰值檢波電路利用隧道二極管工作在反向檢波狀態，檢波器對峰值功率在-15dBm到4dBm之間的脈沖信號進行包絡檢波，但不響應功率小于-20dBm的窄帶干擾信號和噪聲信號，檢波帶寬很寬，可以工作在幾百兆赫茲到幾十吉赫茲的頻段，檢波的響應時間很快，可以檢測脈沖寬度在納秒和亞納秒寬度的脈沖信號；采用量化取樣器用于數字化檢波輸出信號，將量化和取樣電路分離，只需要單路取樣電路的速率和脈沖速率相同，總的取樣速率為單路取樣速率和路數的乘積，相對于閃速模數轉換器更易實現高達幾個吉的取樣量化速率；采用幀頭序列和并行多路的量化包絡信號做滑動相關處理，同時實現脈沖信號和幀信號的同步，降低了信號同步的運算復雜度，通過并行處理，無需沒有反饋環路，降低了同步所需的時間。
本發明利用隧道二極管反向檢波來實現對脈沖信號峰值檢測，利用量化取樣電路來實現檢波信號的數字化，并提供與接收機結構相對應的信號同步和解調方法，使超寬帶技術在近距離無線通信中真正成為結構簡單、高速的通信方式。


圖1是本發明實施例中特定脈沖超寬帶接收機結構框圖。
圖2是本發明中的脈沖峰值檢波電路。
圖3是本發明中脈沖峰值檢波電路中隧道二極管的I-V特征曲線圖。
圖4是基于開關鍵控調制的傳輸波形和檢測過程波形圖。
圖5是本發明中量化取樣電路含脈沖延展器的實現電路。
圖6是本發明中量化取樣電路不含脈沖延展器的實現電路。
圖7是采用并行多路的數字取樣鎖存器的并行取樣電路。
圖8是采用并行輸出的高速取樣器的并行取樣電路。
圖9是本發明的同步和解調算法流程圖。
具體實施例方式以下結合附圖進一步詳細描述本發明的脈沖峰值檢波的超寬帶系統接收機結構和方法的具體實施方式
。
實施例1本實施例提供一個基于脈沖峰值檢測的超寬帶接收機，其具體結構框圖如圖1所示接收天線ANT聯接濾波器FIL的輸入端，濾波器FIL的輸出端聯接放大器AMP的輸入端，放大器AMP的輸出端聯接檢波電路DET的輸入端，檢波電路DET的輸出端聯接量化取樣電路QUASAM的輸入端，量化取樣電路QUASAM的輸出端聯接同步單元SYN的輸入端和解調單元MOD的一個輸入端，同步單元SYN的輸出端聯接解調單元MOD的另一個輸入端。
圖2給出了圖1中檢波電路DET的實現電路，圖3給出了圖2中隧道二極管的電流(I)一電壓(V)的特征曲線。本實施例中，檢波電路DET采用隧道二極管檢波器TD反向安裝，電路結構如圖2所示耦合電容C1的一端為檢波電路DET的輸入端，另一端聯接隧道二極管檢波器TD的負極(N極)和電感L的一端，電感L的另一端接地，隧道二極管檢波器TD的正極(P極)聯接電阻R和濾波電容C2一端，電阻R和濾波電容C2的另一端接地，隧道二極管檢波器TD的正極(P極)為檢波電路DET的輸出端。所述耦合電容C1的范圍為10皮法到1000皮法，電感L的范圍為100納亨到1微亨，電阻R的范圍為300歐姆到20,000歐姆。濾波電容C2的范圍為1皮法到20皮法；當接收脈沖信號的重復頻率高于100兆赫茲時，電阻R可取300歐姆；當接收脈沖信號的重復頻率低于20兆赫茲時，電阻R可取20,000歐姆。
檢波電路DET中隧道二極管檢波器TD的電流(I)-電壓(V)特性曲線包含反向低阻區301、正向低阻區302、正向高阻區303和正向第二低阻區304，如圖3所示。一般來說，不要求曲線是分段線性的，唯一要求是電路擁有的特征曲線包含至少三個明顯區反向低阻區301、正向低阻區302和正向高阻區303。當輸入功率較小時，一般小于一20dBm，隧道二極管檢波器并不表現出非線性，對于信號是直通的；當輸入信號功率較大時，一般在-15dBm到4dBm之間，隧道二極管檢波器表現出強的非線性，輸出信號是對出入信號的峰值包絡檢波；因此只要設計接收機放大器AMP的增益使窄帶連續波干擾信號和穩態的噪聲信號的功率較小，一般小于-20dBm，使有用的脈沖信號功率在-15dBm到4dBm之間；經過檢波電路DET時，窄帶連續波干擾信號和穩態噪聲信號將不被檢波，而有用的脈沖信號將被峰值包絡檢波，如圖4中檢波電路DET輸入波形402和檢波電路DET輸出波形403所示。通過檢波電路DET，對有用的脈沖信號進行了峰值包絡檢波，對干擾和噪聲進行了抑制，從而提高了輸出信號的信噪比。
實施例中的量化取樣電路QUASAM可以是檢波電路DET輸出接高速比較器CAMP的輸入，高速比較器CAMP的輸出聯接脈沖延展器TRC的輸入，脈沖延展器TRC的輸出聯接并行取樣電路SAMP的輸入，如圖5所示；也可以是檢波電路DET輸出接高速比較器CAMP的輸入，高速比較器CAMP的輸出聯接并行取樣電路SAMP的輸入，如圖6所示。并行取樣電路SAMP可以包括并行多路的數字取樣鎖存器，如圖7所示時鐘CLK通過時鐘分配器CDIS分配為N路相差為2π/N的時鐘信號，其中N為多路時鐘分配器CDIS的輸出路數，范圍為幾到幾十，該多路時鐘分配器CDIS的輸出和并行取樣電路SAMP的輸入分別聯接并行的觸發器組TRIS的時鐘輸入端和信號輸入端，所述多相時鐘分配器包括數字鎖相環路時鐘分配器或延時網絡，優選數字鎖相環路時鐘分配器，多相時鐘分配器輸出相鄰的兩路時鐘的相位差為2π/N；并行取樣電路SAMP也可以包括并行輸出的高速比較器，如圖8所示時鐘CLK聯接倍頻器MUT的輸入，倍頻器MUT的輸出和并行取樣電路SAMP的輸入分別聯接并行輸出的高速取樣器HSAMP的時鐘輸入端和信號輸入端。檢波電路DET的輸出信號送入高速比較器CAMP后量化為單比特信號，當工作脈沖的寬度相對于碼元寬度在幾十分之一以下時，量化后的單比特信號送入脈沖延展器TRC展寬脈沖寬度后通過并行取樣電路SAMP輸出并行取樣的量化信號。其中所述的脈沖延展器TRC包括集成單穩多諧觸發器或由D型觸發器通過自清除構成的脈沖延展電路，優選D型觸發器通過自清除構成的脈沖延展電路，脈沖的延展寬度的范圍為大于2/N的碼元周期，小于一個碼元周期，N為多路時鐘分配器CDIS的輸出路數或倍頻器MUT的倍頻次數；當工作脈沖的寬度相對于碼元寬度大于2/N的碼元周期時，其中N為倍頻器的倍頻次數，高速比較器CAMP量化的檢波電路DET輸出信號直接送入并行取樣電路SAMP，輸出并行取樣信號。通過并行取樣，降低了取樣時鐘的頻率。使得取樣時鐘與脈沖速率相同，并行取樣的路數N與接收的脈沖寬度無關，僅于脈沖寬度延展TRC輸出的脈沖寬度有關。降低了實現難度。多比特量化取樣電路可以通過量化門限成比例的單比特量化取樣電路的組合來實現，相鄰量化器門限電平的比值為兩倍。
該脈沖超寬帶接收機的工作步驟是首先經過接收天線ANT將空間電磁波信號接收下來并轉換成電信號，然后將得到的電信號輸入到接收端的濾波器FIL，濾波器FIL濾除帶外信號之后其輸出端接放大器AMP的輸入端，放大器AMP的輸出為放大之后的信號，包含有用脈沖信號以及窄帶干擾和帶內噪聲，波形如圖4中402所示，其輸出端接檢波電路DET的輸入端，檢波電路DET將檢測出輸入脈沖信號的峰值包絡，其輸出波形如圖4中403所示，檢波電路DET的輸出經過量化取樣器QUASAM量化取樣之后變成數字序列輸入到同步單元SYN和解調單元MOD，同步單元SYN確定接收信號中脈沖的起始時刻和幀的起始位置，解調單元MOD通過輸入的量化取樣信號和同步信號恢復出傳輸的數據信息。
圖9給出了同步和解調算法流程圖。其同步和解調過程為并行多路取樣電路SAMP輸出的多路量化取樣信號按取樣的先后順序從小到大編號，每一路與設定的幀頭FRA通過相關器COR做相關運算，相關輸出值輸入到判決器ADJ，若其中至少有一路相關輸出值大于門限值，則確定相關輸出值大于門限值中編號最小的一路的取樣時刻為接收到脈沖信號的起始時刻，確定該位為幀信號的起始時刻，將該同步信息和量化取樣的峰值包絡信號送入解調器M0D恢復出傳輸信息；若沒有一路相關輸出值大于門限值，則將輸入并行多路的量化包絡信號向前滑動一個碼元周期，重復上述過程。所述解調器的解調過程為根據同步單元確定的接收到脈沖信號的起始時刻，將該時刻的取樣值和后續K個取樣值做相加，K的范圍大于等于1，小于并行取樣的路數，若相加值大于設定的解調門限，則判決為“1”，若相加值小于設定的門限，則判決為“0”；在同步單元SYN確定接收幀信號的起始時刻時，計數器COU清零；每解調一個碼元信息，計數器COU加一，到計數器COU計滿一幀時，返回同步單元的起始，同時計數器COU清零。由于采用幀頭序列和并行多路的量化包絡信號做滑動相關處理，同時實現脈沖信號和幀信號的同步，降低了信號同步的運算復雜度，通過并行處理，無需沒有反饋環路，同步所需的時間少，對于脈沖的重復頻率為200兆赫茲，幀頭為13比特的巴克碼，并行取樣路數為12的典型接收系統，僅需做12次13位的異或運算，同步時間也僅需65納秒。
由于本發明采用峰值檢波脈沖檢測的接收方案，相對于相關接收和差分相關接收的方法，不需要產生相關模板電路或超寬帶的延時電路，結構簡單；相對于能量檢測的非相干接收方法，脈沖峰值檢波電路無需附加額外的放電電路或波形檢測電路，可以實現高達200Mbps及以上的通信速率。本發明采用的脈沖峰值檢波電路利用隧道二極管工作在反向檢波狀態，充分利用了納秒亞納秒脈沖信號與噪聲和窄帶干擾信號在時域上的不同特性，將脈沖信號與噪聲和窄帶干擾信號分離；該檢波電路檢波帶寬很寬，可以工作在幾十兆赫茲到幾十吉赫茲的頻段，檢波的響應時間很快，可以檢測脈沖寬度在納秒和亞納秒寬度的脈沖信號，使該峰值檢波電路適用于工作頻段在幾十兆赫茲到幾十吉赫茲內的脈沖超寬帶接收裝置。采用量化取樣器用于數字化檢波輸出信號，將量化和取樣電路分離，只需要單路取樣電路的速率和脈沖速率相同，總的取樣速率為單路取樣速率和路數的乘積，相對于閃速模數轉換器更易實現高達幾個吉赫茲的取樣量化速率。采用幀頭序列和并行多路的量化包絡信號做滑動相關處理，同時實現脈沖信號和幀信號的同步，降低了信號同步的運算復雜度，通過并行處理，無需沒有反饋環路，降低了同步所需的時間，尤其適用于突發通信。
本發明利用隧道二極管反向檢波來實現對脈沖信號峰值檢測，利用量化取樣電路來實現檢波信號的數字化，并提供了與接收機結構相對應的快速簡單信號同步和解調方法，實現了結構簡單、高速的脈沖超寬帶接收機。
權利要求
1.一種脈沖峰值檢波的超寬帶系統接收方法，其特征在于首先將天線接收到的信號通過檢波器提取脈沖信號的峰值包絡；峰值包絡信號被比較器量化為數字信號，通過并行多路取樣電路實現對量化的包絡信號取樣，每路的取樣周期與碼元周期相同；然后將并行多路的量化包絡信號按取樣的先后順序從小到大編號，每一路與設定的幀頭序列做相關處理，若其中至少有一路相關輸出值大于門限值，則確定相關輸出值大于門限值中編號最小的一路的取樣時刻為接收到脈沖信號的起始時刻，確定該位為幀信號的起始時刻；若沒有一路相關輸出值大于門限值，則將輸入并行多路的量化包絡信號向前滑動一個碼元周期，重復上述過程；再根據同步單元確定的接收到脈沖信號的起始時刻，將該時刻的取樣值和后續數個取樣值做相加，數目在大于等于1，小于并行取樣的路數，若相加值大于設定的解調門限，則判決為“1”，若相加值小于設定的門限，則判決為“0”。
2.一種脈沖峰值檢波的超寬帶系統接收機，包括接收天線聯接濾波放大電路的輸入端，濾波放大電路的輸出端聯接峰值檢波電路的輸入端，峰值檢波電路的輸出端聯接量化取樣電路的輸入端，量化取樣電路的輸出端聯接同步單元的輸入端和解調單元的輸入端，同步單元的輸出端聯接解調單元的輸入端；其特征在于所述峰值檢波電路采用隧道二極管檢波器反向安裝其耦合電容一端連接峰值檢波電路的輸入，另一端連接電感和隧道二極管檢波器的負極(N極)，電感的另一端接地，隧道二極管檢波器的正極(P極)連接電阻和濾波電容，電阻和濾波電容的另一端接地，峰值檢波電路的輸出連接隧道二極管檢波器的正極、電阻和濾波電容；所述量化取樣電路包括高速比較電路的輸出聯接并行取樣電路的輸入或高速比較電路聯接脈沖延展器的輸入，脈沖延展器的輸出聯接并行取樣電路的輸入。
3.如權利要求2所述脈沖峰值檢波的超寬帶系統接收機，特征在于所述高速比較電路為單個或多個高速比較器。
4.如權利要求2所述脈沖峰值檢波的超寬帶系統接收機，特征在于所述脈沖延展器包括集成單穩多諧觸發器或由D型觸發器通過自清除構成的脈沖延展電路。
5.如權利要求2所述脈沖峰值檢波的超寬帶系統接收機，特征在于所述脈沖延展器為由D型觸發器通過自清除構成的脈沖延展電路。
6.如權利要求2所述脈沖峰值檢波的超寬帶系統接收機，特征在于所述并行取樣電路包括并行輸出的高速取樣器或并行多路的數字取樣鎖存器。
7.如權利要求2所述脈沖峰值檢波的超寬帶系統接收機，特征在于所述并行取樣電路為并行輸出的高速取樣器。
全文摘要
本發明脈沖峰值檢波的超寬帶接收方法及其接收機，特征是比較器將檢波器提取的由天線接收信號的峰值包絡量化為數字信號，并行多路取樣電路每路按碼元周期對量化的包絡信號取樣；按取樣先后順序從小到大編號，每路與幀頭序列做相關處理，若其中至少一路相關輸出大于門限，則確定相關輸出大于門限中編號最小一路的取樣時刻為脈沖信號起始，該位為幀信號起始；否則將輸入并行多路信號向前滑動一個碼元周期，重復上述過程；將該起始時刻和后續數個數目在大于等于1、小于并行取樣路數的取樣值相加，若大于設定解調門限，則判決為“1”，若小于門限，則判決為“0”。本發明使超寬帶技術在近距離無線通信中真正成為結構簡單、高速的通信方式。
文檔編號H04B1/69GK101079647SQ20061008590
公開日2007年11月28日 申請日期2006年5月27日 優先權日2006年5月27日
發明者王俊, 林廣 , 王衛東, 王東進 申請人:中國科學技術大學