專利名稱：Wcdma系統中對抗采樣鐘頻率偏差的時隙同步方法
技術領域：
本發明涉及的是一種通信技術領域的方法，特別是涉及一種頻分雙工 (FrequencyDivision Duplexing)模式的 WCDMA (Wideband CDMA 的簡稱，寬帶碼分多址)系 統中對抗采樣鐘頻率偏差的時隙同步方法。
背景技術：
寬帶碼分多址系統，是一種由3GPP具體制定，基于GSM MAP核心網，以UMTS地面 無線接入網(UMTS Terrestrial Radio Access Network)為無線接口的第三代移動通信系 統。與另外兩種第三代移動通信系統(CDMA2000和TD-SCDMA)不同，WCDMA系統是一個異 步無線通信系統。因此移動臺與蜂窩內的基站之間進行通信之前，必須要與基站處于同步 狀態，即移動臺需要獲得基站的定時信息，包括碼片定時、時隙定時、幀定時等。當移動臺剛開機或者失去同步之后，需要進行小區搜索與基站進行初始同步。 W⑶MA的標準文檔“ETSI TS 125 214 v8. 2. O”中提到WCDMA系統中的小區搜索過程分為三 個步驟，首先利用下行信道中的同步信道(Synchronization Channel，簡稱SCH)中的主同 步碼(PrimarySynchronization Code，簡稱PSC)獲得時隙同步，然后利用同步信道中的輔 同步碼(Secondary Synchronization Code，簡稱SSC)獲得幀同步和當前小區所使用的擾 碼所屬的擾碼碼組號，最后利用公共導頻信道(Common Pilot Channel，簡稱CP ICH)得到移 動臺當前所在小區所使用的擾碼。小區搜索的第一步時隙同步主要利用下行同步信道上發射的主同步碼。WCDMA 系統中，下行同步信道包括兩個子信道主同步信道(Primary SCH)和輔同步信道 (Secondary SCH)。主同步信道和輔同步信道無線幀的時間長度為10ms，分為15個時隙，每 個時隙包含2560個碼片。同步信道在每個時隙的前256個碼片時間內周期發送用于同步的信號，其中主同 步信道重復發送主同步碼，輔同步碼在每一幀內的不同時隙發送不同的輔同步碼，不同幀 內的相同時隙發送相同的輔同步碼。主同步信道中發送的主同步碼是廣義層次Golay碼序列(Generalized HierarchicalGolay Sequence)，主同步信道每個時隙中發送的主同步碼都是相同的。主同 步碼的生成方法可以參考WCDMA標準文檔“ETSI TS 125 213 v8. 2. O”中的5. 2小節。主同 步碼本身具有良好的非周期自相關性，同時與輔同步碼彼此之間也具有優良的正交性。圖 1是主同步碼的自相關峰值。WCDMA系統正是利用主同步碼的這種性質，在接收端通過使用 與主同步碼相匹配的匹配濾波器或者相關器對接收信號進行濾波，通過搜索相關峰的峰值 位置來獲得接收信號的時隙定時信息。因此從理論上來說，只要在接收端使用一個性能較 好的匹配濾波器或者相關器，就能找到下行信號的時隙邊界。經對現有技術文獻的檢索發現，中國專利申請號為01136713. X、名稱為“可配置 W-CDMA時隙同步匹配濾波器裝置”中就提出了一種高效的匹配濾波器。由于WCDMA系統基 站與移動臺之間的異步特性，在進行時隙同步時要考慮采樣鐘頻率偏差對主同步碼的相關性帶來的影響。由于移動臺與基站使用的晶振之間或多或少存在頻率偏差，移動臺采樣量 化得到的數字基帶信號的采樣點之間的時間間隔大于或者小于理想的時間間隔(基站發 送的基帶數字信號的時鐘周期)，導致經過匹配濾波器后得到的相關峰值之間的間隔不等 于2560個碼片(一個時隙的碼片長度)。目前對于采樣鐘頻率偏差的處理方法分為兩種。一種是使用反饋回路，在數字基 帶部分對采樣鐘頻率偏差進行估計，產生誤差信號控制采樣鐘的頻率變化方向，最終使移 動臺的時鐘與基站的時鐘達到同步狀態；另一種是通過內插的方法對數字基帶信號進行處 理，使用Farrow濾波器這類裝置在數字域對數字基帶信號進行采樣率的調整。這兩種方法 各有利弊，實現上都存在一定的復雜度。
發明內容
本發明的目的在于針對現有技術的不足，提出一種WCDMA系統中對抗采樣鐘頻率 偏差的時隙同步方法。本發明不僅能有效的獲取接收信號的時隙定時信息，而且不需要額 外的糾正采樣鐘頻率偏差的裝置，時隙同步的系統實現復雜度更低。本發明包括以下步驟第一步，對輸入的N倍過采樣(采樣率為6倍到10倍的碼片率)數字基帶信號進 行頻率偏差估計，得到頻率偏差估計值Δ f；;根據頻率偏差的估計值Δ ；對數字基帶信號 進行頻率補償，具體為rcomp(η) = r (η) X exp [2 π ηΧ Δ fe/fsamp]其中fsamp是數字基帶信號的采樣率。所述的頻率偏差估計，包括以下步驟1.設置2M個頻率偏差預補償控制字Afp (η) = η X 1000其中η = {-Μ, -M+1, . . .，-1，1，. . .，Μ_1，Μ}，表示進行預補償的頻率值。2.用所述頻率偏差預補償控制字{Δ ·ρ(η)}對接收數字基帶信號{r(n)}分別進 行頻率偏差預補償，得到2M路預補償信號，具體如下rc%(n) = r(n)xexp[2mxAfp (k)Zfsamp], k e {-Μ, ...，1，1，...，Μ}其中fsamp是數字基帶信號的采樣率。3.將{r(n)}與所得的2M路預補償信號分別通過與主同步碼匹配的濾波器，得到 2M+1路主同步碼相關值；從得到的相關值中搜索最大值，最大值對應信號所使用的頻率偏 差預補償控制字就是對接收信號的頻率偏差估計值Δ f；。第二步，對頻偏補償后的信號{r。。mp(n)}等間隔抽取進行下采樣，抽取間隔等于 過采樣倍數N ；由于抽取的偏移不同，可以得到N路單倍碼片率的基帶數字信號，具體為 r^(n) = rcomp{(n-l)xN + k},k e {1，..，N}其中k為對原始信號進行抽取的偏移值，η為下采樣信號的采樣點序號。第三步，將每一路下采樣數字基帶信號e {1，. .，N}通過主同步碼匹配 濾波器，得到N路主同步碼相關值，具體為
256S(k) (η) = Σ r^in + / -1) * Cpsc (/), k e {1，· ·，N}
5
接著對每一路相關值信號進行歸一化處理，得到N路歸一化相關值，具體為
,⑶ 卜⑷㈨ιηοηΛ JI ‘ k e {1，· ·，N}
砂 )—·_ι)|第四步，對N路歸一化相關值信號{s(k) (η)}，k e {1，. .，N}進行比較得到一路最 大歸一化相關值信號IsmaxOiM。在N路歸一化相關值信號中，從相同序號的N個歸一化相 關值中選出最大值作為{smax(n)}中該序號的值；同時記錄{smax(n)}中的每個點選自哪一 路信號。具體為‘》= mO)}, k e {1，· ·，N}dicb(n) = k\{SmiM) = ^lM)}第五步，從Ismax(Ii)}的前兩個時隙(2560X2 = 5120碼片)中找到最大值H。如果H大于歸一化門限值NT，則將其作為接收信號的時隙邊界點的下采樣初始 值，也就是說這是本次處理中找到的第一個有效的時隙邊界點。記時隙邊界點的下采樣下 標序列為{tidx(n)}jljtidx(0) =i| Ismax (i) =H = max{smax(n)},n e {1，2，· ·，5120}}；同 時將有效時隙邊界計數器置為1，具體為= 1。如果最大值H小于歸一化門限值NT，則將搜索窗口向后滑動5120個碼片，重復本 步驟，直至找到第一個有效的時隙邊界點為止。第六步，以tidx(0)為初始值，開始搜索其余的時隙邊界點的序號。具體的方法是， 以第n-1個時隙邊界點為基點查找第η個時隙邊界點，由于存在采樣鐘頻率偏差，兩個相鄰 的主同步碼相關峰值之間的間隔不等于2560個碼片(一個時隙對應的碼片數目)，因此在 以第η個時隙邊界點的理論位置為中心的一個小區間內搜索第η個有效的時隙邊界點的時 隙位置。若該區間內的最大值超過了歸一化相關值的門限值ΝΤ，則記錄第η個時隙邊界點 為tidx (η) = χ I {smax (χ) = max {smax (i)，i e [tidx (n-1) +2560-w，tidx (n-1) +2560+w]}}其中w為設置搜索區間寬度的參數，通常可取2至4 ；同時將有效時隙邊界計數器 增加1，具體為bnum = bnum+l。若該區間內的最大值沒有超過歸一化相關值的門限值NT，則記錄第η個時隙邊界 點為tidx(n) = tidx (n-1)+2560同時有效時隙邊界計數器保持不變。第七步，當上一步中處理完一個完整的WCDMA幀(15個時隙)之后，檢查bnum中的 值，若bM中的值大于預設的時隙檢測門限值SN，表示正確地完成了時隙同步，則將bM清 零，同時根據所得到的時隙邊界點位置信息{tidx(n)}計算原始信號中對應時隙邊界點的位 置并輸出，具體為
_] bnum = 0Tidx (η) = [tidx(n)-l]*N+didx[tidx(n)]-l若bnum中的值小于門限值SN，表示沒有完成時隙同步，則將清零，開始處理下 一幀數據。本發明不僅能夠克服在初始同步初期采樣鐘頻率偏差對時隙同步帶來的影響，而且與現有技術相比，不需要額外的采樣鐘同步裝置，系統的復雜度更低，資源消耗更小，使 得同步時間大大地縮短。
圖1為主同步碼的自相關性能；圖2為本發明實施例工作原理結構示意框圖；圖3為本發明實施例實施流程示意圖。
具體實施例方式以下結合附圖對本發明的方法進一步描述本實施例在以本發明技術方案為前提 下進行實施，給出了詳細的實施方式和具體的操作過程，但本發明的保護范圍不限于下述 的實施例。實施例如圖2所示，本實施例實施過程中的工作原理結構示意框圖，本實施例結構包括 頻率偏差估計和補償模塊201，等間隔下采樣模塊202，主同步碼相關器組203，相關值歸一 化模塊204，相關值比較選擇模塊205，時隙邊界點搜索模塊206，時隙邊界點序號計算模塊 207。如圖3所示，本實施例包括以下步驟步驟301，按照發明內容中第一步中所述的頻率偏差估計方法，對輸入的8倍過 采樣數字基帶信號進行頻率偏差估計，得到頻率偏差估計值Δ ；；根據頻率偏差的估計值 Δ fe對數字基帶信號進行頻率補償，具體為rcomp(η) = r (η) X exp [2 π ηΧ Δ fe/fsamp]其中fsamp是數字基帶信號的采樣率，為8倍WCDMA信號碼片率。步驟302，對頻偏補償后的信號{r。。mp(n)}等間隔抽取進行下采樣，抽取間隔等于 過采樣倍數8 ；由于抽取的起始偏移位置不同，得到8路單倍碼片率的數字基帶信號，具體 為r^(n) = rcomp{(n-l)xS + k},k e {1，· ·，8}其中k為對原始信號進行抽取的偏移值，η為下采樣信號的采樣點序號。步驟303，將8路下采樣數字基帶信號{rf (n)}, k e {1，..,8}分別通過主同步碼 相關器，得到8路主同步碼相關值，具體為
256s(k\n) = Yj rii) (η + -Ι)* Cpsc ( ), k e {1，· ·，8}
/二1接著對8路主同步碼相關值進行歸一化處理，得到8路歸一化主同步碼相關值，具 體為
(n\ = I v yI _nomK^'k e {l,.. ,8}步驟304，在步驟303中得到的8路歸一化相關值信號中，從相同序號的每8個歸 一化相關值中選出一個最大值，記為{smax(n)}中該序號的值；同時記錄Ismax(η)}中的每個點選自哪一路信號。具體為5max(n) = max{^l(n)},k e {1，· ·，8}didx(n) = k\{Snax(n) = ^lM)}步驟305，從Ismax (η)}的前兩個時隙(2560X2 = 5120碼片)中找到最大值H。如果最大值H大于歸一化門限值0.3，則將其作為接收信號的時隙邊界點的下采 樣初始值，也就是說這是本次處理中找到的第一個有效的時隙邊界點。記時隙邊界點的 下采樣下標序列為{tidx(n)}，則 tidx(0) =i|{smax(i) =H = max{smax(n)}, η e {1,2,., 5120}}；同時將有效時隙邊界計數器置為1，具體為= 1。如果最大值H小于歸一化門限值0.3，表示沒有搜索到有效的時隙邊界點，將搜索 窗口向后滑動5120個碼片，重復本步驟，直至找到第一個有效的時隙邊界點為止。步驟306，以步驟305中找到的tidx(0)為初始值，開始搜索其余的時隙邊界點的序 號。具體的方法是，以第n-1個時隙邊界點為基點查找第η個時隙邊界點，第η個時隙邊界 點的理論位置為tidx(n) = tidx (n-1)+2560由于存在采樣鐘頻率偏差，以第η個時隙邊界點的理論位置為中心的一個小區間 內搜索第η個有效的時隙邊界點的時隙位置，搜索半徑為距離理論時隙邊界點3個碼片以 內。若該區間內的最大值超過了歸一化相關值的門限值0. 3，則記錄第η個時隙邊界點的位 置為tidx (η) =χ {smax (χ) =max{smax(i)，i e [tidx (n_l)+2560-3，tidx (n_l)+2560+3]}}同時將有效時隙邊界計數器增加1，具體為= bnum+l。若該區間內的最大值沒有超過歸一化相關值的門限值0. 3，表示該區間內沒有有 效的時隙邊界點，則記錄第η個時隙邊界點的位置為tidx(n) = tidx (n-1)+2560同時有效時隙邊界計數器保持不變。此時如果處理完了一個完整的WCDMA幀，也就是得到了 15個時隙的時隙邊界點的 位置，則進行下一步的處理；如果沒有處理完一個完整的WCDMA幀，則繼續搜索下一個時隙 邊界點的位置。步驟307，檢查bnum中的值，若bM中的值大于預設的時隙同步檢測門限值13，表示 正確地搜索到了足夠多的有效時隙邊界點，完成了時隙同步，因此將bM清零，同時根據所 得到的時隙邊界點位置信息{tidx(n)}計算原始信號中對應時隙邊界點的位置，具體為bnum = 0Tidx (η) = [tidx(n)-l]*8+didx{tidx(n)}-l此時得到的時隙邊界點序號就是接收數據的時隙邊界信息，輸出到下一級模塊中 以供使用。若bnua中的值小于時隙同步檢測門限值13，表示沒有搜索到足夠多的有效時隙邊 界點，時隙同步失敗，因此將bnum清零，開始對下一幀數據進行處理。
權利要求
一種WCDMA系統中對抗采樣鐘頻率偏差的時隙同步方法，其特征在于，包括以下步驟第一步，對輸入的N倍過采樣數字基帶信號進行頻率偏差估計，得到頻率偏差估計值Δfe；根據頻率偏差的估計值Δfe對數字基帶信號進行頻率補償為rcomp(n)＝r(n)×exp[2πn×Δfe/fsamp]其中fsamp是數字基帶信號的采樣率；第二步，對頻偏補償后的信號{rcomp(n)}等間隔抽取進行下采樣，抽取間隔等于過采樣倍數N；由于抽取的偏移不同，可以得到N路單倍碼片率的基帶數字信號為 <mrow><msubsup> <mi>r</mi> <mi>dn</mi> <mrow><mo>(</mo><mi>k</mi><mo>)</mo> </mrow></msubsup><mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><msub> <mi>r</mi> <mi>comp</mi></msub><mo>{</mo><mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>-</mo> <mn>1</mn> <mo>)</mo></mrow><mo>×</mo><mi>N</mi><mo>+</mo><mi>k</mi><mo>}</mo><mo>,</mo> </mrow>k∈{1，..，N}其中k為對原始信號進行抽取的偏移值，n為下采樣信號的采樣點序號；第三步，將每一路下采樣數字基帶信號k∈{1，..，N}通過主同步碼匹配濾波器，得到N路主同步碼相關值為 <mrow><msup> <mi>s</mi> <mrow><mo>(</mo><mi>k</mi><mo>)</mo> </mrow></msup><mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><munderover> <mi>Σ</mi> <mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mn>1</mn> </mrow> <mn>256</mn></munderover><msubsup> <mi>r</mi> <mi>dn</mi> <mrow><mo>(</mo><mi>k</mi><mo>)</mo> </mrow></msubsup><mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>+</mo> <mi>i</mi> <mo>-</mo> <mn>1</mn> <mo>)</mo></mrow><mo>*</mo><msub> <mi>C</mi> <mi>psc</mi></msub><mrow> <mo>(</mo> <mi>i</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>,</mo> </mrow>k∈{1，..，N}，接著對每一路相關值信號進行歸一化處理，得到N路歸一化相關值為 <mrow><msubsup> <mi>s</mi> <mi>norm</mi> <mrow><mo>(</mo><mi>k</mi><mo>)</mo> </mrow></msubsup><mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac> <mrow><mo>|</mo><msup> <mi>s</mi> <mrow><mo>(</mo><mi>k</mi><mo>)</mo> </mrow></msup><mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>|</mo> </mrow> <msqrt><munderover> <mi>Σ</mi> <mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mn>1</mn> </mrow> <mn>256</mn></munderover><msup> <mrow><mo>|</mo><msubsup> <mi>r</mi> <mi>dn</mi> <mrow><mo>(</mo><mi>k</mi><mo>)</mo> </mrow></msubsup><mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>+</mo> <mi>i</mi> <mo>-</mo> <mn>1</mn> <mo>)</mo></mrow><mo>|</mo> </mrow> <mn>2</mn></msup> </msqrt></mfrac><mo>,</mo> </mrow>k∈{1，..，N}；第四步，對N路歸一化相關值信號{s(k)(n)}，k∈{1，..，N}進行比較得到一路最大歸一化相關值信號{smax(n)}；第五步，從{smax(n)}的前兩個時隙(2560×2＝5120碼片)中找到最大值H；第六步，以tidx(0)為初始值，開始搜索其余的時隙邊界點的序號；第七步，當上一步中處理完一個完整的WCDMA幀之后，檢查bnum中的值，若bnum中的值大于預設的時隙檢測門限值SN，表示正確地完成了時隙同步，則將bnum清零，同時根據所得到的時隙邊界點位置信息{tidx(n)}計算原始信號中對應時隙邊界點的位置并輸出。FDA0000025554780000012.tif
2.根據權利要求1所述的WCDMA系統中對抗采樣鐘頻率偏差的時隙同步方法，其特征 是，所述的頻率偏差估計，包括以下步驟①設置2M個頻率偏差預補償控制字 Δ fp (η) = η X 1000其中η = {-Μ, -M+i, . . .，-1，1，. . .，Μ-1，Μ}，表示進行預補償的頻率值；②用所述頻率偏差預補償控制字{Δ ·ρ(η)}對接收數字基帶信號Ir(η)}分別進行頻 率偏差預補償，得到2Μ路預補償信號r=p(n) = r(n)xexp[2mxAfp (k)/fsamp], k e {-Μ, · · ·，_1，1，· · ·，Μ}其中fsamp是數字基帶信號的采樣率； ③將{r(n)}與所得的2M路預補償信號分別通過與主同步碼匹配的濾波器，得到2M+1 路主同步碼相關值；從得到的相關值中搜索最大值，最大值對應信號所使用的頻率偏差預 補償控制字就是對接收信號的頻率偏差估計值Δ ；。
3.根據權利要求1所述的WCDMA系統中對抗采樣鐘頻率偏差的時隙同步方法，其特征是，在所述的N路歸一化相關值信號中，從相同序號的N個歸一化相關值中選出最大值作為 Isfflax(η)}中該序號的值；同時記錄Isfflax(η)}中的每個點選自哪一路信號為 ‘》= maO)},ke {1，··，Ν}， O) = k I (^max (η) = O)} ο
4.根據權利要求1所述的WCDMA系統中對抗采樣鐘頻率偏差的時隙同步方法，其特征 是，第五步中所述的最大值H:如果H大于歸一化門限值ΝΤ，則將其作為接收信號的時隙邊界點的下采樣初始值，也 就是說這是本次處理中找到的第一個有效的時隙邊界點，記時隙邊界點的下采樣下標序列 為{tidx(n)}jljtidx(0) =i|{smax(i) =H = max{smax(n)},n e {1，2，· ·，5120}}；同時將有 效時隙邊界計數器置為1，具體為= 1 ；如果最大值H小于歸一化門限值NT，則將搜索窗口向后滑動5120個碼片，重復本步驟， 直至找到第一個有效的時隙邊界點為止。
5.根據權利要求1所述的WCDMA系統中對抗采樣鐘頻率偏差的時隙同步方法，其特征 是，第六步中所述的搜索其余的時隙邊界點的序號，其方法如下以第n-1個時隙邊界點為基點查找第η個時隙邊界點，由于存在采樣鐘頻率偏差，兩個 相鄰的主同步碼相關峰值之間的間隔不等于2560個碼片，因此在以第η個時隙邊界點的理 論位置為中心的一個小區間內搜索第η個有效的時隙邊界點的時隙位置，若該區間內的最 大值超過了歸一化相關值的門限值ΝΤ，則記錄第η個時隙邊界點為tidx (η) = χ I {smax (χ) = max{smax(i), i e [tidx (n_l)+2560-w, tidx (n-1)+2560+w]}} 其中w為設置搜索區間寬度的參數，通常可取2至4 ；同時將有效時隙邊界計數器增加 1，具體為b = b +1,丄？ ζ、I "Γ / -i unumunum 丄,若該區間內的最大值沒有超過歸一化相關值的門限值NT，則記錄第η個時隙邊界點為tidx (η) = tidx (n-1)+2560， 同時有效時隙邊界計數器保持不變。
6.根據權利要求1所述的WCDMA系統中對抗采樣鐘頻率偏差的時隙同步方法，其特征 是，第七步中所述的原始信號中對應時隙邊界點的位置為bnum — 0，Tid>) = [tidx(n)-l]*N+didx{tidx(n)}-l，若bM中的值小于門限值SN，表示沒有完成時隙同步，則將bnum清零，開始處理下一幀 數據。
全文摘要
一種通信技術領域的WCDMA系統中對抗采樣鐘頻率偏差的時隙同步方法。對輸入信號進行高倍的過采樣(采樣率為6倍到10倍的碼片率)，經過下采樣后分為多路信號搜索時隙邊界，最后通過比較合并的方法找出正確的時隙邊界點，完成對WCDMA系統下行信號的時隙同步。本發明不僅能夠克服在初始同步初期采樣鐘頻率偏差對時隙同步帶來的影響，而且與現有技術相比，不需要額外的采樣鐘同步裝置，系統的復雜度更低，資源消耗更小，使得同步時間大大地縮短。
文檔編號H04B1/707GK101924577SQ201010268179
公開日2010年12月22日 申請日期2010年9月2日 優先權日2010年9月2日
發明者楊峰, 甘小鶯, 趙勒, 錢良 申請人:上海交通大學