專利名稱：一種頻率偏差的估計方法及裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及時分同步碼分多址接入(Time Division-Synchronized CodeDivision Multiple Access,TD-SCDMA)系統，尤其涉及一種頻率偏差的估計方法及裝置。
背景技術：
時分同步碼分多址(Time Division-Synchronized Code Division MultipleAccess, TD-SCDMA)是3G(第三代移動通信技術)的三大主流標準之一，具有廣泛的應用前景。在TD-SCDMA系統中，基站(BS)和終端(UE)均以標稱的載波頻率進行發送和接收。由于器件水平限制，實際發送和接收的頻率之間會有一定的偏差。TD-SCDMA系統要求基站的載波頻率誤差小于0. 05PPM，要求終端的載波頻率誤差小于0. 1PPM。在基站側，由于溫度、體積、功耗和成本等的限制比較小，振蕩器的頻率精度可以滿足要求，而在終端側， 受各種因素限制，所選用的晶體振蕩器的頻率精度通常不滿足標準要求。AFC(自動頻率控制)的作用是糾正BS和UE之間的載波頻率誤差，以保證后續解調解碼的工作性能。現有的頻偏估計大都是利用信標信道中的下行導頻時隙(Downlink PilotTimeSlot,DwPTS)和訓練序列(Midamble)進行。原理是將數據分為前后兩部分各自進行信道估計，以兩段估計值相位旋轉的差距來推算載波頻偏。由于同步碼較短的自身特性所限，采樣位置偏差和多徑分布都會導致現有方法在 O頻率附近明顯退化為有偏估計，且這種偏差難以通過AFC控制策略解決，只能通過盡力維護工作場景的方式來降低這一影響。例如(1)實現更加精確的定時，以保證采樣值位置偏差遠小于l/4chip(切譜，時間單位，1/1.28M 秒)。(2)采用徑間干擾抵消，多徑信道重構等多徑位置估計技術抑制多徑干擾的負面效應。但是，上述技術的引入又給系統帶來了一系列新的問題(1)上述估計和抵消技術自身的誤差引入了新的干擾，降低了性能和穩定性。(2)這些技術大都需要較高的頻率精度作為前提，當頻偏估計性能下降時，這些估計和抵消效果也會降低，進一步引起頻偏估計性能的下降，會陷入惡性循環，系統不夠穩健。(3)在惡劣環境下，如何高精度的實現上述技術往往本身就是一個難題，增加了實現復雜度和開發周期。

發明內容
本發明要解決的技術問題是提供一種頻率偏差的估計方法及裝置，解決采用精確定時和多徑位置估計等技術帶來的性能和穩定性降低等問題，實現消除頻偏估計對精確定時和多徑位置估計的依賴，提高系統的整體穩定性。為解決上述技術問題，本發明一種頻率偏差的估計方法，包括接收到子幀后，將該子幀的下行同步碼轉換到頻域，并與本地頻域同步碼進行相關運算，得到共軛下行同步碼序列；判斷共軛下行同步碼序列中的最大值所在位，折算出頻率偏差值。進一步地，本地頻域同步碼為一組受到不同頻偏影響的同步碼序列。進一步地，本地頻域同步碼的構造方法包括對預先配置的同步碼進行頻率偏移操作；完成頻率偏移操作后，消除定時偏差及多徑對預先配置的同步碼的影響，得到本地頻域同步碼。進一步地，頻率偏移操作的方法包括產生不同頻率的信號，對預先配置的同步碼的各樣點分別乘以(j)S其中，j為復數單位，i為樣點在該同步碼中所在的位數；將完成(j)1運算后的同步碼分別與信號相乘。進一步地，消除定時偏差及多徑對預先配置的同步碼的影響的方法包括將預先配置的同步碼轉換至頻域，并對頻域上的該同步碼進行差分運算，得到本地頻域同步碼。進一步地，該方法還包括在將預先配置的同步碼轉換至頻域前，對該同步碼進行補償，以與基帶信號相適應。進一步地，補償為升余弦補償。進一步地，該方法還包括在對頻域上的該同步碼進行差分運算前，根據該同步碼各樣點對應的頻率的大小，按照頻率的高低對該同步碼的樣點進行重排序。進一步地，在將子幀的下行同步碼轉換到頻域前，還包括從所接收到的子幀中查找下行同步碼的位置，按照數據窗的長度從子幀中截取出下行同步碼信號；若下行同步碼信號的樣點數不是本地頻域同步碼的整數倍，則對下行同步碼信號進行處理，使該下行同步碼信號的樣點數為本地頻域同步碼的整數倍。進一步地，數據窗的長度為下行同步碼的切譜(chip)長度加下行同步碼左右各m 個chip長度，其中，m>0。進一步地，該方法還包括在下行同步碼信號的樣點數為本地頻域同步碼的整數倍時，對下行同步碼信號進行差分運算。進一步地，該方法還包括對下行同步碼信號進行差分運算后，還進行消除固定時域定時偏差影響的補償。進一步地，在將下行同步碼與一組本地頻域同步碼進行相關運算后，還將每個相關運算結果的虛部丟棄，保留相關運算結果的實部，得到共軛下行同步碼序列。進一步地，折算出頻率偏差值的過程包括不同頻率的信號中包括0赫茲頻率的信號；將共軛下行同步碼序列中的最大值所在位與信號中0赫茲頻率所在位之間的位數差，乘以信號的頻率間隔，得到頻率偏差值。
進一步地，一種頻率偏差的估計裝置，包括相互連接的本地頻域同步碼構造模塊和頻率偏差估計模塊，其中本地頻域同步碼構造模塊，用于構造本地頻域同步碼，并將所構造的本地頻域同步碼發送給頻率偏差估計模塊；頻率偏差估計模塊，用于在接收到子幀后，將該子幀的下行同步碼轉換到頻域，并與所接收到的本地頻域同步碼進行相關運算，得到共軛下行同步碼序列，并判斷共軛下行同步碼序列中的最大值所在位，折算出頻率偏差。進一步地，本地頻域同步碼構造模塊構造本地頻域同步碼的方法包括對預先配置的同步碼進行頻率偏移操作；完成頻率偏移操作后，消除定時偏差及多徑對預先配置的同步碼的影響，得到本地頻域同步碼。綜上所述，本發明提供的估計方法不需要實現精確采樣值位置、準確定時同步，甚至不需要獲知多徑分布和位置信息就可以較為穩定的工作。


圖1為本發明實施方式中的預處理過程的流程圖；圖2為本發明中采用的升余弦補償序列的特性圖；圖3為本發明實施方式中的頻偏估計過程的流程圖；圖4為本發明中采用的數據窗的示意圖；圖5為本發明中采樣位置偏差和定時偏差對估計值影響的示意圖；圖6為本發明中隨機多徑分布對估計值影響的示意圖；圖7為本發明中AWGN信道殘余頻偏標準偏差的示意圖；圖8為本發明中采樣值位置偏差和定時偏差對殘余頻偏性能影響的示意圖；圖9為本發明中靜態多徑對殘余頻偏性能影響的示意圖；圖10為本發明中隨機多徑信道對殘余頻偏性能影響的示意圖；圖11為本發明頻率偏差的估計裝置的結構圖。
具體實施例方式由于TD-SCDMA采用的同步碼和midable序列長度都較短，因此現有的頻偏估計方法在采樣位置偏差、密集多徑分布等環境中，性能退化較為嚴重，且在某些場景下可能轉變為有偏估計，致使系統不能正常工作。一種解決方式是通過精確定時同步、精確多徑位置估計和徑間干擾抵消等技術來保障現有估計方法的工作環境滿足要求，但往往這些技術既復雜又難以在惡劣場景中保證精度，此外大多數此類技術本身還依賴于AFC的控制精度，致使系統對于工作場景頗為敏感，不夠穩健。本實施方式的基本原理是構建本地頻域同步碼作為基準，將接收到的下行同步碼變換到頻域后本地頻域同步碼進行相關運算，以相關值最大所在位置作為頻偏估計結果。 本地頻域同步碼為一組受到不同頻偏影響的同步碼序列。相關運算的規則如下，例如，序列 al,a2,... an與序列bl，b2，. . . bn進行相關運算，將b序列每個元素取共軛后對應位置與 a序列的對應位置相乘產生序列al*conj (bl)，a2*conj (b2)，. . · an*conj (bn)，其中conj為
6復數共軛運算，最后對該序列累加求和sum(al*conj (bl)，a2*conj (b2)，. . . an*conj (bn))， 其中，sum為求和運算。本實施方案分為預處理過程和頻偏估計過程，其中，預處理過程生成本地頻域同步碼，在終端開機或切換服務小區導致同步碼序號改變時需要執行，頻偏估計過程在終端接收到每個子幀的下行同步碼后均要執行。同步碼序號是指預先分配給每個小區，在兩個小區距離較近且采用相同頻率的情況下對小區進行區分的標識。下行同步碼是指基站發送給終端，供終端進行定時同步和幀同步的一個序列，實際上終端中已預先配置了基站所要下發的下行同步碼。預處理過程也可以在基站側進行，S卩，由基站生成本地頻域同步碼，再由基站將所生成的本地頻域同步碼下發給終端。下面結合附圖對本發明的具體實施方式
進行詳細說明。圖1為本實施方式中的預處理過程，下面以終端側進行預處理過程為例進行說明，包括101 終端本地產生N個不同頻率的信號，其中，N^ 3 ；上述信號最佳選用單音。 N最小為3，當N為3時，包含一個0頻率單音，一個正頻率單音和一個負頻率單音。采用單音時，單音的長度可參照同步碼的長度選擇64樣點，且選擇單倍chip (切譜)。產生單音的方法可選用現有任何已知方法。N個單音中可以包含1個0頻率單音，正頻率和負頻率單音各(N-I)/2個。如，當 N= 127時，包含正頻率和負頻率單音各63個，單音之間的頻率間隔可選擇156. 25Hz，頻率估計范圍可選擇-9843. 75Hz +9843. 75Hz。-9843. 75Hz +9843. 75Hz的頻率估計范圍是基于終端采用3ppm的晶振，在2GHz載波下最大頻偏為正負6kHz，考慮到基站的頻偏和信道多普勒效應，并在此基礎上留有一定的冗余后所選，對于不同的晶振可進行相應選擇， 156. 25Hz的頻率間隔與頻率估計范圍類似，可進行適應性選擇。當N為偶數時，除去一個0頻率單音，正頻率和負頻率單音的數量將不對稱，此時可選擇多生成一個正頻率單音，也可以選擇多生成一個負頻率單音。102 終端對預先配置的同步碼(基站將會下發的同步碼)的各樣點乘以(」)、其中，j為復數單位，i為同步碼樣點所在的位數；如，對于同步碼的第0位樣點，將其乘以1 ；將同步碼的第1位樣點，將其乘以j ；將同步碼的第2位樣點，將其乘以j2。103 終端將完成(」廣運算后的預先配置的同步碼與N個單音分別相乘，以對預先配置的同步碼進行頻率偏移操作，得到N個單音同步碼； 104 在單音為64樣點時，N個單音同步碼中的每個序列均為64樣點，對該N個64 樣點的序列，在每組序列的數據尾部補上64個0，構成N組128樣點序列；由于下面需要對N組序列進行快速傅立葉變換(Fast Fourier Transform, FFT) 變換，在時域上將序列的點數增加到128，在進行FFT變換后，可以提高頻域的分辨率。105 對N組序列分別進行FFT變換，將時域的序列轉換至頻域；上述操作可表示為PtsF = FFT(PtsT. *SftF，128)，其中，PtsT為完成(j)1運算后的預先配置的同步碼，SftF為單音，PtsF為FFT變換后得到的頻域上的序列，128表示進行128點FFT變換。106 終端對所得到的頻域上的N個單音同步碼分別進行補償，以與基帶信號相適應；此處優先采用升余弦補償，可以到達最佳的補償效果，也可以進行根號升余弦補 mte由于終端側的基帶信號是基站對基站信號進行根號升余弦濾波成型以及終端進行根號升余弦濾波匹配后得到的，基站信號經根號升余弦濾波成型后，頻率范圍為-800kHz +800kHz，其中，0 480kHz無衰減，480kHz 640kHz功率衰減到一半，功率在 800kHz的頻率上已衰減到0，-800kHz 0的情況與此對稱，也就是說從_640kHz -480kHz 以及480kHz 640kHz開始，信號已經進入升余弦濾波器的滾降帶寬(逐漸衰減的帶寬)， 因此，為了更準確地與接收到的頻域信號匹配，分別對N組序列進行升余弦補償(兩次根號升余弦濾波相當于一次升余弦濾波)，其中，補償序列的特性請參考圖2。在圖2中橫坐標表示樣點，縱坐標表示幅度，對序列進行補償時，將序列的樣點對應的頻率乘以圖2中該樣點對應的幅度。107:終端對每個單音同步碼按照頻率的從低到高的順序進行重新排序，得到新的頻域序列，并截取頻率范圍為-640kHz 640kHz ；由于進行FFT變換后，以0為界，序列的前半部分樣點對應正頻率，后半部分樣點對應負頻率，并不是單調增加的關系，重排序后序列的頻率滿足單調增加的關系，為后續的差分運算提供了方便。TD信號的實際帶寬為-800kHz 800kHz，但640kHz帶寬以外信號功率占總功率的比例非常微小，因此，為簡化運算此處僅僅保留了 -640kHz 640kHz內的信號參與運算， 當然也可以根據需求截取不同的頻率范圍，在此并不限定。例如，序列的重新排序可表示為=PtsF = PtsF([65 :128，1 :64]，)，其中，PtsF為頻域同步碼變量，共128點，本步驟運算將前64點(1 64與后64點(65 128)位置互換。108 終端對重排序后的序列分別進行差分運算，獲得差分頻域同步碼；差分運算的過程為將序列中每個數據對應與序列中序號加1數據的共軛進行相乘，生成一組新的序列。考慮到定時偏差會引起頻域的相位隨頻點線性增大，無線信道的多徑效應會引起接收信號頻域上的頻率選擇性效果，此處的差分運算能夠消除定時偏差影響，大幅抑制多徑(頻率選擇性)的影響。差分運算可表示為PtsF= PtsF(l :end-l，)· *conj (PtsF(2 :end，))，其中， PtsF為步驟107生成的頻域序列，序列中每個數據對應與序列中序號加1數據的共軛相乘， 生成一組新的序列。如果不進行步驟107的重新排序，則此處對樣點0 63中的相鄰樣點，樣點67 127中的相鄰樣點分別進行差分運算，并對樣點0和127再進行差分運算，得到差分頻域同步碼。109 終端對N個差分頻域同步碼各自進行功率歸一化，也就是使每個差分頻域同步碼的功率均相同，作為本地頻域同步碼基準。
上述N組單音的頻點 是均勻劃分的，考慮到AFC應用的場合實際只需要在0頻率附近有較高的估計精度，遠離0頻率處的精度只會對收斂速度略有影響，因此，也可以采用逐次二分區間的方式設置頻點，逐次二分區間法是指將需要估計的最高頻率、最高頻率的1/2，1/4，1/8，...作為實際頻點，例如估計范圍選取-8kHz +SkHz時，選取頻點 8kHz, -8kHz，4kHz，-4kHz, 2kHz, -2kHz, IkHz，-IkHz作為頻點，可以有效地降低本地存儲空間和運算量。N取127時，二分區間方式本地頻域基準為13組。圖3為本實施方式中的頻偏估計過程，包括301 終端在接收到子幀后，查找下行同步碼的位置，確定子幀的起始位置；每個子幀有一個下行同步碼，查找到下行同步碼就找到了子幀的起始位置。302:終端按照數據窗的長度從子幀中截取出下行同步碼信號，數據窗的長度為預先確定，如取定為下行同步碼及左右各m個chip的樣點構成的長度，m > 0 ；如圖4所示，截取的信號的長度為下行同步碼加上左右各m個chip的長度，下行同步碼為64chip，在下行同步碼的兩邊各增加m個chip的樣點，可以保證當存在不超過m 個chip的定時偏差時，可以完整的截取到整個下行同步碼。考慮到最大可能的定時偏移和時延擴展，這里m取值為8chip。303 終端在下行同步碼信號的尾部補0，使截取信號的樣點數為本地同步碼的整數倍，并將其變換至頻域；由于信號帶寬為1.6MHz，考慮到采樣率需要大于信號帶寬，chip速率是1.28MHz， 可取兩倍chip速率為采樣率，而數據窗為64chip+16chip，按照兩倍chip速率的采樣率，則同步碼加上兩端保護帶共160個樣點，可以在截取信號的尾部補上96個0，構成256點時域序列，256點位本地同步碼的整數倍，且是2的整數倍，方便進行FFT轉換。SignalF = FFT ([Signal ；zeros (96,1)]),補充 96 個零點后將其進行 FFT 變換，其中Signal是時域的接收信號，SignalF是變換后的頻域信號。如果截取信號的點數為本地同步碼的整數倍，也可以不對截取信號進行補0，直接轉換到頻域，如數據窗也可以確定為64chip，m取0，此時就可以不對截取信號補0，直接進行頻域的轉換。304 對應于本地同步碼的頻域范圍，選取下行同步碼信號的頻域范圍；本地同步碼的頻域范圍為-640kHz 640kHz，截取信號的頻域范圍可以與本地同步碼相同，也可以不同，只要有一個交集即可。SignalF = SignalF ([193 -.256,1 :64])，SignalF 為步驟 303 生成的變換后頻域信號變量，共256點，本步驟運算將前64點(1 64)和后64點(193 256)互換。305 終端對下行同步碼信號進行差分運算；SignalF = SignalF(1 :end_l) · *conj (SignalF(2 :end))，其中，SignalF 為步驟 304生成的頻域信號變量，序列中每個數據對應與序列中序號加1數據的共軛進行相乘運算，生成一組新的序列。306:考慮到數據窗選取時，數據窗較下行同步碼有Schip的已知偏移，為了提高估計信噪比，對此固定位置偏移進行預補償；SignalF = SignalF*exp (_2*pi*j/16)，其中，SignalF 為步驟 305 生成的頻域信號變量，exp的指數相為l/8pi對應的相位；由于定時偏差導致隨頻率線性增加的相位旋轉，差分后該旋轉是常數相位，本步驟補償方式為頻域旋轉補償固定時域定時偏差的影響， 除了本步驟采用的方法外也可以采用時域上的定時平移補償的方式，即步驟303中的表達式變更為 SignalF = FFT ([Signal (17 :end) ；zeros (96,1) ；Signal (1 :16)])，時域信號向左平移16個樣點(8個chip)。307 終端將差分下行同步碼與本地頻域同步碼基準分別進行共軛相關運算；308:為了提高信噪比和平滑濾波增益并降低實現復雜度，僅保留每組共軛相關運算結果的實部，將虛部丟棄，得到共軛下行同步碼序列；CorrC = real (SignalF' *PtsF)‘，其中，SignalF 為步驟 306 得到的頻域信號， PtsF為本地頻域同步碼，real為復數取實部運算，CorrC為生成的相關結果，共軛下行同步碼序列，序列中的每個值與本地碼的每個基準頻率一一對應。309 由于下行同步碼 的實際頻偏在5ms的觀測周期上是一個緩變過程，終端可以對下行同步碼序列進行平滑濾波，以提高估計精度；簡單起見，可以采用了一個1階的IIR濾波器，典型的濾波器系數FltCoef取值為 1/16。CorrR = (I-FltCoef)*CorrR+FltCoef*CorrC,此處為多次觀測的結果，其中， CorrC為當前單次的相關結果，FltCoef為濾波系數，CorrR為多次結果的相關累積量， FltCoef決定了當前單次相關結果占相關累積量中的權重，FltCoef越小平滑濾波的效果越強，反之平滑濾波的效果越弱。310:終端判斷共軛下行同步碼序列中最大值所在的位，獲得頻偏估計結果，并折算出頻偏。[CorrM，FreqEsti] = max (CorrR)，CorrR為一組與頻偏——對應的相關累積量， 其中最大累積量所對應的頻偏為需要求解的頻偏估計值，max為求取最大值運算，CorrM為最大的相關累積量的數值，FreqEsti為最大的相關累積量的索引，例如，CorrR為65，78， 33，58 ；則CorrM計算結果為78，FreqEsti計算結果為2。FreqEsti = (FreqEsti-64)*156. 25，該式將頻偏估計的索引值轉換為實際頻偏大小，其對應關系取決于步驟101中的單音信號頻率的構建方式，在本實施方式的上述步驟中N取127，單音頻率間隔為156. 25Hz，隨著索引的增大，頻率逐一增加156. 25Hz，第64 號單音實際頻率為0Hz，因此有本式所描述的對應關系。下面進一步對采樣位置偏差和定時偏差的影響進行分析，以使本實施方式的效果更加明顯，采樣位置偏差和定時偏差會導致頻域上隨頻率增加而增加的線性相位旋轉，對于差分頻域序列，這種旋轉轉變為常數相位值，采用實數最大值的方式時，僅會略微影響投影值的幅度，但即便在定時偏差高達4個chip時，投影角度為pi/16，投影值也僅僅下降為原值的0. 9808，對信噪比的影響幾乎可以忽略。圖5仿真了采樣位置偏差和定時偏差對估計值的影響，其中，激勵信號為無頻偏同步碼，采樣位置偏差從_4chip逐步變化到+4chip，每次跳變l/4chip。考慮到2倍chip速率采樣的最大采樣值位置偏差為l/4chip，與理論分析一致，本實施方式的估計方法除了與采樣值位置無關外，也與定時偏差無關，也就是說，該方法既不依賴于系統的定時同步精度，也不需要提供精確的同步碼徑位置。另外，由于在頻域進行了差分運算，多徑導致的頻率選擇性被大幅抑制，與采樣值位置偏差和分析定時偏差影響時一致，此處也考慮最惡劣的場景，仿真一種隨機4徑信道， 這4條徑的到達時刻為O 3chip，信道系數均為獨立的復高斯隨機數，每個子幀重新產生且不進行功率歸一化，當不存在實際頻偏和信道噪聲的情況下，估計結果如圖6所示。由此可見，即便是在完全隨機的信道條件下，多徑分布對頻偏估計的影響也非常微小，值得注意的是，這里的估計方法沒有采用多徑位置信息，也就是說，本實施方式的方法 并不需要進行多徑位置估計就可以良好地工作。下面以采用本實施方式的方法為基礎構建的TD-SCDMA自動頻率控制(AFC)環路為例，對本方法的使用情況進行說明。考慮到AFC的目的是糾正本地晶振頻偏，而本地晶振頻偏是一個非常緩變的參數，因此從提高系統穩定性的角度出發，沒有必要將當次的頻偏估計結果完全送入AFC控制回路進行補償，此處對估計值乘以一個較小的因子作為實際補償的頻偏值調整量，其典型值選取1/256。TotalFreqEsti = TotalFreqEsti+AdjCoef*FreqEsti，其中，FreqEsti 為當前的頻偏估計值，AdjCoef為調整補償，TotalFreqEsti為總頻偏估計值，本式的物理意義為，每次的殘余頻偏估計值以一定的折扣計入總頻偏，以降低單次估計誤差對頻偏調整的影響。采用典型參數FltCoef = 1/16，AdjCoef = 1/256對本實施方式構建的AFC環路在各種場景下的性能進行仿真比較。首先，對在AWGN信道下該AFC環路殘余頻偏的標準偏差性能進行分析，請參考圖7，圖7中每個樣點的仿真數量為一萬個子幀，可見，基于本方法構建的AFC環路在AWGN 信道下可以獲得較好的性能，0dB、5dB和IOdB信噪比時標準偏差分別優于50Hz、30Hz和 20Hz。其次，仿真采樣值位置偏差和定時偏差對AFC環路殘余頻偏性能的影響。圖8中四條曲線分別對應理想定時，1/4采樣值位置偏差，Ichip定時偏差和4chip定時偏差，與理論分析一致，基于本方法構建的AFC環路與采樣值位置偏差和定時偏差基本無關。在此基礎上進一步評估多徑信道對AFC環路性能的影響。圖9比較了靜態等強2 徑和等強4徑環境下的性能，這些徑相互間隔Ichip，能量和相位相同，可見，靜態多徑對性能影響微小。此外，再來考慮最惡劣多徑的場景，仿真前述的隨機2徑信道和隨機4徑信道，時延擴展分別為2chip和4chip，信道系數均為獨立的復高斯隨機數，每個子幀重新產生且不進行功率歸一化。請參考圖10，仿真結果表明在存在密集多徑且完全未知多徑信息的情況下，AFC環路依然能夠穩定的工作，且性能沒有出現明顯劣化。圖11所示為本實施方式頻率偏差的估計裝置，包括相互連接的本地頻域同步碼構造模塊和頻率偏差估計模塊，其中本地頻域同步碼構造模塊，用于構造本地頻域同步碼，并將所構造的本地頻域同步碼發送給頻率偏差估計模塊；構造本地頻域同步碼的過程包括對預先配置的同步碼進行頻率偏移操作；完成頻率偏移操作后，消除定時偏差及多徑對預先配置的同步碼的影響， 得到本地頻域同步碼。頻率偏差估計模塊，用于在接收到子幀后，將該子幀的下行同步碼轉換到頻域，并與所接收到的本地頻域同步碼進行相關運算，得到共軛下行同步碼序列，并判斷共軛下行同步碼序列中的最大值所在位，折算出頻率偏差。上述頻率偏差的估計裝置的各模塊的其它功能請參考方法內容的描述。

以上所述僅為本發明的優選實施例而已，并不用于限制本發明，對于本領域的技術人員來說，本發明可以有各種更改和變化。凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。
權利要求
1.一種頻率偏差的估計方法，包括接收到子幀后，將該子幀的下行同步碼轉換到頻域，并與本地頻域同步碼進行相關運算，得到共軛下行同步碼序列；判斷所述共軛下行同步碼序列中的最大值所在位，折算出頻率偏差值。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述本地頻域同步碼為一組受到不同頻偏影響的同步碼序列。
3.如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述本地頻域同步碼的構造方法包括對預先配置的同步碼進行頻率偏移操作；完成所述頻率偏移操作后，消除定時偏差及多徑對所述預先配置的同步碼的影響，得到所述本地頻域同步碼。
4.如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述頻率偏移操作的方法包括產生不同頻率的信號，對所述預先配置的同步碼的各樣點分別乘以(j)S其中，j為復數單位，i為樣點在該同步碼中所在的位數；將完成(j)1運算后的同步碼分別與所述信號相乘。
5.如權利要求3所述的方法，其特征在于，所述消除定時偏差及多徑對所述預先配置的同步碼的影響的方法包括將所述預先配置的同步碼轉換至頻域，并對頻域上的該同步碼進行差分運算，得到所述本地頻域同步碼。
6.如權利要求5所述的方法，其特征在于，該方法還包括在將所述預先配置的同步碼轉換至頻域前，對該同步碼進行補償，以與基帶信號相適應。
7.如權利要求6所述的方法，其特征在于所述補償為升余弦補償。
8.如權利要求5所述的方法，其特征在于，該方法還包括在所述對頻域上的該同步碼進行差分運算前，根據該同步碼各樣點對應的頻率的大小，按照頻率的高低對該同步碼的樣點進行重排序。
9.如權利要求1所述的方法，其特征在于，在將所述子幀的下行同步碼轉換到頻域前， 還包括從所接收到的子幀中查找下行同步碼的位置，按照數據窗的長度從所述子幀中截取出下行同步碼信號；若所述下行同步碼信號的樣點數不是所述本地頻域同步碼的整數倍，則對所述下行同步碼信號進行處理，使該下行同步碼信號的樣點數為所述本地頻域同步碼的整數倍。
10.如權利要求9所述的方法，其特征在于所述數據窗的長度為下行同步碼的切譜 (chip)長度加所述下行同步碼左右各m個chip長度，其中，m > 0。
11.如權利要求9所述的方法，其特征在于，該方法還包括在所述下行同步碼信號的樣點數為所述本地頻域同步碼的整數倍時，對所述下行同步碼信號進行差分運算。
12.如權利要求11所述的方法，其特征在于，該方法還包括對所述下行同步碼信號進行差分運算后，還進行消除固定時域定時偏差影響的補償。
13.如權利要求1所述的方法，其特征在于，在將所述下行同步碼與一組本地頻域同步碼進行相關運算后，還將每個相關運算結果的虛部丟棄，保留所述相關運算結果的實部，得到所述共軛下行同步碼序列。
14.如權利要求4所述的方法，其特征在于，所述折算出頻率偏差值的過程包括所述不同頻率的信號中包括0赫茲頻率的信號；將所述共軛下行同步碼序列中的最大值所在位與所述信號中0赫茲頻率所在位之間的位數差，乘以所述信號的頻率間隔，得到所述頻率偏差值。
15.一種頻率偏差的估計裝置，包括相互連接的本地頻域同步碼構造模塊和頻率偏差估計模塊，其中所述本地頻域同步碼構造模塊，用于構造本地頻域同步碼，并將所構造的本地頻域同步碼發送給所述頻率偏差估計模塊；所述頻率偏差估計模塊，用于在接收到子幀后，將該子幀的下行同步碼轉換到頻域，并與所接收到的本地頻域同步碼進行相關運算，得到共軛下行同步碼序列，并判斷所述共軛下行同步碼序列中的最大值所在位，折算出頻率偏差。
16.如權利要求15所述的裝置，其特征在于，所述本地頻域同步碼構造模塊構造本地頻域同步碼的方法包括對預先配置的同步碼進行頻率偏移操作；完成所述頻率偏移操作后，消除定時偏差及多徑對所述預先配置的同步碼的影響，得到所述本地頻域同步碼。
全文摘要
本發明公開了一種頻率偏差的估計方法及裝置，包括接收到子幀后，將該子幀的下行同步碼轉換到頻域，并與本地頻域同步碼進行相關運算，得到共軛下行同步碼序列；判斷共軛下行同步碼序列中的最大值所在位，折算出頻率偏差值。本發明提供的估計方法不需要實現精確采樣值位置、準確定時同步，甚至不需要獲知多徑分布和位置信息就可以較為穩定的工作。
文檔編號H04L25/03GK102223322SQ201010148719
公開日2011年10月19日 申請日期2010年4月15日 優先權日2010年4月15日
發明者于天昆, 劉中偉, 曾文琪, 李強, 李立文, 林峰, 梁立宏, 褚金濤, 邢艷楠, 邱寧 申請人:中興通訊股份有限公司