專利名稱：用于點亮固態光源的點亮裝置和使用該點亮裝置的照明設備的制作方法
技術領域：
本發明 涉及一種用于點亮諸如LED (發光二極管)的固態光源的點亮裝置，以及ー種使用所述點亮裝置的照明設備。
背景技術：
作為現有技術，日本專利申請公開No. 2006-511078 (JP2006-511078A)公開了ー種用于LED照明模塊的電源組件，其通過組合低頻PWM (脈寬調制)控制和高頻PWM控制來執行調光控制。該裝置包括用于向LED照明模塊供應恒定電流的開光模式轉換器，并且向開關模式轉換器的控制開關提供由高頻脈沖的低頻突然組成的雙PWM信號。通過在雙PWM信號的低頻分量發生變化時改變流經所述LED照明模塊的平均電流，改變從所述LED照明模塊輸出的光的強度。

發明內容
在JP2006-511078A所公開的技術中，設置于DC電源和LED照明模塊之間的開關模式轉換器工作于連續模式(參見該文獻中的圖12)，使得在通過使用高頻PWM控制來控制LED電流的大小的同時，通過使用低頻PWM控制來控制LED照明模塊的LED電流的持續時間。此外，用于將預定頻率的鋸齒波電壓與參考電壓進行比較的PWM比較器被用來生成PWM信號，使得用于高頻PWM控制和低頻PWM控制的兩種頻率都被固定。與此同吋，設置于DC電源和LED照明模塊的開關模式轉換器工作于具有高效率的過零模式，通過高頻PWM控制中的脈寬控制來改變高振蕩頻率，如圖2A至2C所示。也就是說，當峰值電流為高吋，高振蕩頻率變得更低，而當峰值電流為低時，高振蕩頻率變得更高。例如，如果根據峰值電流為低的情況將用于低頻PWM控制的頻率設置為更高，則包括在峰值電流為高時的突然接通時間段中的高頻接通脈沖數量減少，并且調光分辨率惡化。相反地，如果根據峰值電流為高的情況將用于低頻PWM控制的頻率設置為更低，則存在當峰值電流為低時電流空閑時間段不必要地變長，從而使得閃爍變得可見。考慮到上述情況，本發明提供了一種用于點亮固態光源的點亮裝置，所述點亮裝置適當控制開關頻率，從而在確保高照度水平中的突然調光分辨率的同時降低在低照度水平中發生的閃爍。根據本發明的一方面，提供一種用于點亮固態光源的點亮裝置，包括DC功率電路單元，用于使用開關元件來轉換輸入DC電源的功率并且使電流流經固態光源；以及控制単元，用于執行其中以第一高頻來接通/關斷開關元件的第一開關控制以及以第二頻率間歇停止所述開關元件的接通/關斷操作的第二開關控制，所述第二頻率低于所述第一開關控制的所述第一頻率。當改變流經所述固態光源的電流時，所述第二頻率發生變化。
當所述第一頻率變得更高時，所述控制単元可以增大所述第二頻率。當流經所述固態光源的電流小于預定值時，所述控制単元可以將所述第一頻率控制為幾乎恒定。當流經所述固態光源的電流小于預定值時，所述控制単元可以將所述第一開關控制中的所述開關元件的接通時間段控制為幾乎恒定。當流經所述固態光源的電流小于預定值時，所述控制単元可以在所述第一頻率變得更高時增大所述第二頻率，而當流經所述固態光源的電流等于或大于所述預定值時，所述控制単元可以將所述第二頻率控制為幾乎恒定。所述DC功率電路單元優選被配置為使得電感器串聯連接至所述開關元件，并且通過使用所述電感器的充電電流或放電電流中的兩者或者任ー個而使電流流經所述固態光源，并且通過所述第一開關控制來控制所述開關元件，使得所述電感器的電流處于過零操作或者處于接近于所述過零操作的不連續操作。
所述DC功率電路單元可以具有并聯連接至所述固態光源的電容性阻杭，并且優選將所述第二頻率設置成使得流經所述固態光源的電流形成連續波形。在這里，所述形成連續波形包括其中如下情況通過(最大電流-最小電流)/平均電流限定的電流變化率等于或小于特定值(例如，等于或等于I)。所述點亮裝置還可以包括用于對所述第二頻率的控制信號進行平滑的電容器，其中基于電容器的電壓來設置所述第一頻率。根據本發明的另一方面，提供ー種包括上述點亮裝置的照明設備。根據本發明，由于流經所述固態光源的電流的改變引起所述第二開關控制的頻率發生變化，所以即使流經所述固態光源的電流較小光的閃爍也不可見。此外，通過所述第ニ開關控制可控的高頻脈沖的數量過度減小的情況能夠得到避免，從而可以確保調光分辨率。


從下面結合附圖給出的實施例描述中，本發明的目的和特征將變得顯而易見，在所述附圖中圖I是根據本發明第一實施例用于固態光源的點亮裝置的電路示意圖；圖2A至2C示出了根據第一實施例的操作的波形示意圖；圖3是示出了根據本發明第一實施例的操作的示意圖；圖4是根據本發明第二實施例用于固態光源的點亮裝置的電路示意圖；圖5是根據本發明第二實施例的操作的波形示意圖；圖6是示出了根據本發明第二實施例的操作的示意圖；圖7是根據本發明第三實施例用于固態光源的點亮裝置的電路示意圖；圖8是示出了根據本發明第三實施例的操作的示意圖；圖9是根據本發明第四實施例用于固態光源的點亮裝置的電路示意圖；圖10是示出了根據本發明第四實施例的操作的示意圖；圖11是根據本發明第五實施例用于固態光源的點亮裝置的電路示意圖；圖12是根據本發明第六實施例用于固態光源的點亮裝置的電路示意圖13是示出了應用于本發明第六實施例或第七實施例中的計時器電路的內部配置的電路不意圖；圖14是根據本發明第七實施例用于固態光源的點亮裝置的電路示意圖；圖15示出了本發明的第七實施例的操作的波形示意圖；
圖16A至16D是示出了用于本發明的DC功率電路單元的配置的示例的電路示意圖。
具體實施例方式在下文中，將參考形成本發明一部分的附圖來描述根據本發明的實施例。(實施例I)圖I是根據本發明第一實施例用于固態光源的點亮裝置的電路示意圖。所述點亮裝置包括輸入DC電源Vdc、DC功率電路單元I和電流控制単元2。所述點亮裝置配置照明設備。DC功率電路單元I連接至輸入DC電源Vdc。DC功率電路單元I包括恢復ニ極管Dl、電感器LI、開關元件Ql以及電流檢測單元4。DC功率電路單元I是切換功率供應電路，其用于通過使用開關元件Ql對輸入DC電源的功率進行轉換并且將DC電流供應至諸如LED(或OLED (有機發光二極管))的固態光源3。其中降壓斬波電路(降壓轉換器)被用作DC功率電路單元I。降壓斬波電路的配置是公知的，并且配置降壓斬波電路使得電感器LI、開關元件Ql和電流檢測單元4構成的串聯電路經由固態光源3連接在輸入DC電源Vdc的陽極和陰極之間，并且恢復ニ極管Dl并聯連接至固態光源3和電感器LI構成的串聯電路以形成閉合電路。降壓斬波電路的操作也是公知的，并且配置降壓斬波電路使得當開關元件Ql接通時，逐漸増大的電流沿著輸入DC電源Vdc的陽極一固態光源3—電感器LI —開關元件Ql —電流檢測單元4 —輸入DC電源Vdc的陰極構成的路徑流動，然后能量存儲在電感器LI中。當開關元件Ql關斷時，由于電感器LI中感應的電壓，逐漸減小的電流沿著電感器LI —恢復ニ極管Dl —固態光源3 —電感器LI形成的路徑流動，然后釋放電感器LI中的能量。其中在完成從電感器LI釋放能量之前接通開關元件Ql的操作被稱為連續模式，其中在完成從電感器LI釋放能量的時刻接通開關元件Ql的操作被稱為臨界模式，并且其中在完成從電感器LI釋放能量開始經歷一空閑時間段之后接通開關元件的操作被稱為不連續模式。本發明可以使用上述任ー模式，但是具有更高功率轉換效率的模式是臨界模式。所述臨界模式有時候還被稱為過零模式或邊界模式。通過包括第一開關控制單元2a和第二開關控制單元2b的電流控制單元2，以高的頻率來接通或關斷開關元件Ql。當開關元件Ql處于接通狀態時，流經開關元件Ql的逐漸增大的電流通過電流檢測單元4進行檢測。將電流檢測單元4檢測到的電流值(電流檢測值)與通過電流控制單元2設置的預定閾值進行比較。當電流檢測值達到所述預定閾值時，開關元件Ql關斷。因此，流經開關元件Ql的電流的峰值被設置成所述預定閾值。圖2A至2C示出了通過開關元件Ql的接通/關斷操作而流經電感器LI的電流的波形。在流經電感器LI的電流逐漸增大的時間段期間，電流與流經開關元件Ql的電流相等。與此同時，在流經電感器LI的電流逐漸減小的時間段期間，電流與流經恢復ニ極管Dl的電流相等。在本實施例中，流經電感器LI的電流被例示為上述臨界模式中的電流，但是所述模式可以是連續模式或不連續模式中的任ー種。圖2A示出了通過電流控制單元2設置的預定閾值Ipl為高的情況，圖2B示出了預定閾值Ip2為相對較低的情況，并且圖2C示出了預定閾值Ip3進ー步更低的情況。根據從調光器5提供至電流控制単元2的調光信號來確定通過電流控制單元2設置的所述預定閾值 IpU Ip2、Ip3。圖2A至2C中示出的時間段tl、t2、t3示出了從電流控制單元2向開關元件Ql輸出高頻接通/關斷信號的突然接通時間段。在這里，所述“突然接通時間段”指的是其中允許開關元件Ql的高頻接通/關斷操作的時間段。在所述突然接通時間段期間，開關元件Ql被偏置(激活)，并且在剰余時間段期間，開關元件Ql未被偏置(去激活)。根據從調光器 5提供至電流控制単元2的調光信號，通過電流控制單元2來設置突然接通時間段。圖2A至2C分別代表其中開關元件Ql的突然接通時間段tl為長的情況、突然接通時間段t2相對較短的情況以及突然接通時間段t3更短的情況。以預定的頻率(例如，幾百Hz到幾kHz)重復突然接通操作。重復的頻率被設置成低于DC功率電路單元I中的開關元件Ql的高頻接通/關斷操作(幾十kHz)。圖2A至2C中的T1、T2、T3代表重復突然接通操作的周期。在這里，T1>T2>T3，并且滿足 tl/Tl>t2/T2>t3/T3。電流控制単元2讀取從調光器5提供的調光信號，并且在設置其中允許開關元件Ql的高頻接通/關斷操作的突然接通時間段tl到t3的同時，設置流經開關元件Ql的電流的峰值Ipl到Ip3,如圖2A至2C所示。當電流的峰值Ipl至Ip3受第一開關控制單元2a控制并且突然接通時間段tl到t3受第二開關控制単元2b控制吋，能夠利用組合控制在寬范圍中實現穩定的調光操作。例如，當調光比為高(亮)時，流經開關元件Ql的電流的峰值Ipl被設置為高，而突然接通時間段的比率(tl/Tl)被設置為大，如圖2A所示。此外，當調光比為低(暗)時，流經開關元件Ql的電流的峰值Ip3被設置為低，而突然接通時間段的比率(t3/T3)被設置為小，如圖2C所示。通過這種方式，能夠通過組合和應用第一和第二開關控制単元2a和2b在大范圍中執行調光。此外，當峰值電流Ip3為低時，如圖2C所示，由于人眼的特性，所以閃爍很容易被觀察到。然而，由于突然接通周期T3被縮短并且電感器LI的電流的空閑時間段(T3-t3)減小，所以流經固態光源3的電流的空閑時間段也縮短，從而使得閃爍難以被觀察到。此外，如圖2A所示，當峰值電流Ipl為高時，突然接通周期Tl變長，使得能夠增大包括在ー個周期中的高頻脈沖的數量，從而改善調光分辨率。圖3示出了突然接通操作的頻率和從調光器5提供的調光信號之間的關系。圖3(a)代表根據調光信號的調光比(電流)，其示出了流經固態光源3的平均電流。該示例示出了隨著來自調光器5的調光信號増大，調光比減小。在圖3(b)至圖3(e)示出的所有控制示例中，當調光比等于或大于預定值Il吋，第二開關控制単元2b的頻率(突然接通操作的頻率)保持為幾乎恒定(H’)。此外，當調光比小于預定值Il時，第二開關控制単元2b的頻率變得高于fl’。
在圖3(b)的控制示例中，當調光比小于預定值Il時，第二開關控制單元2b的頻率隨著流經固態光源3的電流減小而連續増大。在圖3(b)的控制示例的情況下，還優選11=100%。在這種情況下，第二開關控制單元2b的頻率總是根據流經固態光源3的電流而改變。在圖3(c)的控制示例中，當調光比小于預定值12時，第二開關控制單元2b的頻率保持為幾乎恒定(f2’)。此外，當調光比等于或 大于12并且小于Il時，第二開關控制單元2b的頻率隨著流經固態光源3的電流減小而連續増大。在圖3(d)和圖3(e)的控制示例中，當調光比小于預定值Il時，第二開關控制單元2b的頻率在多個階段中増大。盡管所述頻率在圖3(d)中的兩個階段發生變化并且在圖3(e)中的三個階段中發生變化，但是用于改變的階段數量并不限于此，并且可以使用等于或大于四個階段的階段數量。在圖3(d)的控制示例中，當調光比小于預定值Il時，第二開關控制單元2b的頻率保持為幾乎恒定(f2’)。在圖3(e)的控制示例中，當調光比小于預定值12時，第二開關控制單元2b的頻率保持為幾乎恒定(f3’)。此外，當調光比等于或大于12并且小于Il時，第二開關控制單元2b的頻率保持為幾乎恒定(f2’)。另外，輸入DC功率Vdc可以是通過對商業AC功率進行整流和平滑獲得的DC電壓。根據本發明實施例的點亮裝置可以應用于具有家用或辦公室使用的調光功能的照明設備。(實施例2)圖4是根據本發明第二實施例用于固態光源的點亮裝置的電路示意圖。電路的主要配置與圖I的配置類似。在本實施例中，除了圖2A至2C中示出的臨界模式之外，電流控制單元甚至可以工作于圖5中所示的不連續模式。電流控制単元包括接通時間計時器22，用于設置圖5中所示的接通時間；空閑時間計時器23，用于設置圖5中所示的空閑時間；以及調光控制電路21，用于分配控制信號至計時器。調光控制電路21在響應于來自調光器的調光信號通知接通時間計時器22的接通時間和空閑時間計時器23的空閑時間的同吋，向接通時間計時器22分配被要求用于以低頻間歇停止接通時間計時器22的工作的突然接通/關斷控制信號。在下文中，其中以高頻對開關元件Ql進行接通/關斷控制的控制被稱為“第一開關控制”，并且其中以低頻對開關元件Ql進行間歇控制的控制被稱為“第二開關控制”。例如，當突然接通/關斷控制信號處于高電平時，允許接通時間計時器22的運行。而當突然接通/關斷控制信號處于低電平時，禁止接通時間計時器22的運行，并且開關元件Ql保持在關斷狀態。當突然接通/關斷控制信號處于高電平吋，如果接通時間計時器22從空閑時間計時器23接收ー接通觸發，則輸出具有與接通時間設置端子的命令電壓對應的時間段的脈沖電壓。該開關元件Ql響應于所述脈沖電壓而接通或關斷。當通過接通時間計時器22來接通開關元件Ql時，逐漸増大的電流IQl沿著輸入DC電源Vdc的陽極一固態光源3 —電感器LI —開關兀件Ql —輸入DC電源Vdc的陰極構成的路徑流動，然后在電感器LI中存儲能量。如果過去了預定的接通時間，并且開關元件Ql已經關斷，逐漸減小的電流IDl沿著電感器LI — ニ極管Dl —固態光源3 —電感器LI構成的路徑流動，并且釋放電感器LI中存儲的能量。在連續釋放電感器LI的能量的同時，在電感器LI的次級線圈n2中感應回掃電壓。如果完成了從電感器LI釋放能量，次級線圈n2的回掃電壓消失。因此，檢測到流經電感器LI的電流的過零。然后，空閑時間計時器23開始執行計數操作。如果完成預定空閑時間的計數操作，則向接通時間計時器22分配接通觸發。因此，如圖5所示，流經電感器LI的電流重復振蕩周期，所述振蕩周期具有其間逐漸增大的電流IQl流動的接通時間一其間逐漸減小的電流IDl流動的再生時間一其間沒有電流流動的空閑時間，以作為單個設置。其間開關元件Ql關斷的關斷時間對應于圖5的再生時間+空閑時間。當空閑時間為零時，進入圖2A至2C中所示的臨界模式。圖6是示出了本實施例的操作的示意圖。在本實施例中，當調光比(電流)等于或大于預定值Il時，第一開關控制運行于臨界模式(參見圖2A至圖2C)，而當調光比小于預定值Il時，第一開關控制通過固定開關元件Ql的接通時間段或通過使其幾乎恒定而運行于 不連續模式(參見圖5)。為了固定開關元件Ql的接通時間段，優選固定接通時間設置的命令電壓，所述命令電壓從調光控制電路21施加于接通時間計時器22。在下文中，在來自調光器的調光信號增大時，空閑時間計時器23的空閑時間從零開始逐漸増大。因此，由于圖5中所示的振蕩周期變長，所以調光比(電流)從Il減小到12，如圖6(a)所示，然后第一開關控制的頻率變低，如圖6(b)所示。由于這個原因，第二開關控制的頻率(即，突然接通/關斷頻率)根據第一開關控制的頻率而減小(參見圖6(c))。此外，相對于直到圖6(a)中所示的調光比(電流)從100%減小預定值Il之前所執行的操作，第一開關控制運行于臨界模式(即，圖5中的空閑時間為零)，如上面參考圖2A至2C所述。因此，在第一開關控制的頻率(高頻)從H増大到f2時，第二開關控制的頻率(低頻)從fl’増大到f2’，如圖6(b)和6(c)所示。因此，能夠降低在調光比(電流)為高時產生的開關損耗，從而改善效率。在這里，在調光比為100%或小于12時第一和第二開關控制的頻率分別恒定或幾乎恒定。(實施例3)圖7是根據本發明第三實施例用于固態光源的點亮裝置的電路示意圖。該電路的主要配置與圖I的配置相同。在本實施例中，設置了振蕩周期計時器24替代圖4中的空閑時間計時器23。振蕩周期計時器24定義了最短振蕩周期，即，最高頻率。如圖7所示，振蕩周期計時器24監控接通時間計時器22的輸出，然后在檢測到來自接通時間計時器22的輸出的上升沿時(即，開關元件Ql被接通的時刻)生成預定時間段的脈沖電壓。該脈沖電壓經由ニ極管D4輸入至接通時間計時器22的觸發端子。此外，從電感器LI的次級線圈n2輸出的回掃電壓經由ニ極管D3輸入至觸發端子。ニ極管D3和D4形成或電路，使得在來自電感器LI的次級線圈n2的回掃電壓消失的時刻和來自振蕩周期計時器24的脈沖電壓下降的時刻之間的時刻來觸發接通時間計時器22。圖8是示出了本實施例的操作的示意圖。圖7中的振蕩周期計時器24生成對應于第一開關控制的最高頻率f2的倒數的時間段的脈沖電壓，如圖8(b)所示。此外，調光控制電路21執行控制，使得如有需要突然接通/關斷周期的接通比減小的倍數與隨著來自調光器的調光信號增大時接通時間計時器22的接通時間縮短的倍數相同。
相對于直到圖8 (a)中所示的調光比(電流)從100%減小到預定值Il之前執行的操作，第一開關控制運行于臨界模式，如參考圖2A至2C所描述的。因此，隨著第一開關控制的頻率從fl増大到f2，第二開關控制的頻率從fl’増大到f2’，如圖8(b)和8(c)所示。因此，能夠降低在調光比(電流)為高時產生的開關損耗，從而改善效率。當圖8(a)中所示的調光比小于預定值Il時，來自振蕩周期計時器24的脈沖電壓下降的時刻變得慢于來自電感器LI的次級線圈n2的回掃電壓消失的時刻。因此，開關元件Ql的振蕩周期是通過振蕩周期計時器24確定的固定值。因此。當圖8(a)中所示的調光比小于預定值Il時，第一開關控制的頻率被固定于最聞頻率f2,如圖8 (b)中所不。在下文中，如從圖5中可以清楚地看出，當接通時間+再生時間變得短于最短振蕩周期時，產生空閑時間，因此臨界模式自動地改變為不連續模式。在這種情況下，由于開關元件Ql的接通時間縮短，所以關斷時間變長。因此，隨著來自調光器的調光信號的増大，調光比減小,如圖8(a)中所示。
(實施例4)圖9是根據本發明第四實施例用于固態光源的點亮裝置的電路示意圖。該電路的主要配置與圖I中的配置相同。在本實施例中，設置了關斷時間計時器25替代圖4中的空閑時間計時器23。關斷時間計時器25定義最短關斷時間。如圖9所示，關斷時間計時器25監控接通時間計時器22的輸出，然后在檢測到接通時間計時器22的輸出的下降沿時(即，開關元件Ql關斷的時刻)生成預定時間段的脈沖電壓。該脈沖電壓經由ニ極管D4輸入至接通時間計時器22的觸發端子。此外，來自電感器LI的次級線圈n2的回掃電壓經由ニ極管D3輸入至觸發端子。ニ極管D3和D4形成或電路，使得在來自電感器LI的次級線圈n2的回掃電壓消失的時刻和來自關斷時間計時器25的脈沖電壓下降的時刻之間的更慢時序觸發接通時間計時器22。圖10是示出了本實施例的操作的示意圖。圖9中的關斷時間計時器25在圖10(b)中所示的第一開關控制的頻率達到f2時生成對應于再生時間(參見圖5)的時間段的脈沖電壓。此外，控制調光控制電路21使得如有需要突然接通/關斷周期的接通比減小的倍數與隨著來自調光器的調光信號增大時接通時間計時器22的接通時間縮短的倍數相同。其中圖10(a)中所示的調光比從100%減小到預定值Il的操作對應于圖2a至2C的描述。第一開關控制運行于臨界模式，使得隨著第一開關控制的頻率從fl増大到f2，第ニ開關控制的頻率從fl’増大到f2’，如圖10(b)和10(c)所示。因此，能夠降低在調光比(電流)為高時產生的開關損耗，從而改善效率。在圖10(a)中所示的調光比變為小于預定值Il時，來自關斷時間計時器25的脈沖電壓下降的時刻變得慢于來自電感器LI的次級線圈n2的回掃電壓消失的時刻。因此，開關元件Ql的關斷時間是通過關斷時間計時器25確定的固定值。因此，當圖10(a)中所示的調光比小于預定值Il時，第一開關控制的頻率幾乎恒定(Nf2)。然而，如從圖5中可以清楚地看出，即使關斷時間恒定，減小了開關元件Ql的接通時間，使得一定程度上縮短了振蕩周期。因此，如圖10(a)中所示，隨著來自調光器的調光信號増大，第一開關控制的頻率逐漸増大。由于這個原因，第二開關控制的頻率(即，突然接通/關斷頻率)根據第一開關控制的頻率逐漸增大(例如，參見圖10(c))。此外，當再生時間變得短于最短的關斷時間時，從圖5中可以清楚地看出，產生空閑時間并且因此臨界模式自動地轉變為不連續模式。(實施例5)圖11是根據本發明第五實施例用于固態光源的點亮裝置的電路示意圖。在本實施例中，用于改善能量效率的通用IC 20用于執行控制流經開關元件Ql的電流的峰值至預定閾值Ipl至Ip3的操作，如圖2A至2C所示，并且用于實現臨界模式中的上述控制。作為這種功率因數校正的IC，STMicroelectronics (STME)制造的L6562通常是公知的。然而，在本實施例中，采用STME制造的L6564作為能夠響應于外部信號選擇是否執行功率因數校正(PFC)的1C，使得能夠響應于外部信號來設置開關元件Ql的突然接通時 間段tl至t3，如圖2A至2C所示。L6564是PFC-0K端子(管腳6)和VFF端子(管腳5)被添加至現有8-管腳L6562，并且其余管腳的布置對應于L6562的管腳的布置的1C。在下文中，描述圖11的電路配置，同時簡要描述了 L6564的各端子的功能。管腳10是功率端子并且連接至控制電源電壓Vcc。管腳8是接地端子并且連接至輸入DC電源Vdc的陰極(電路接地)。管腳9是柵極驅動端子并且連接至實現為MOSFET(金屬氧化物半導體場效應晶體管)的開關元件Ql的柵極電扱。管腳7是過零檢測端子，并且經由電阻器R2連接至電感器LI的次級線圈n2的一端。次級線圈n2的另一端接地。管腳6是與L6552相比添加的PFC-OK端子。當該管腳的電壓下降到0. 23V以下吋，IC關閉。為了重啟所述1C，該管腳6必須被設置成高于0.27V的值。因此，管腳6可以用作遠程接通/關斷控制輸入端。管腳5是前向饋送端子，并且其在本實施例中并未被使用，然后管腳5經由電阻器R3連接至電路接地。管腳4電流檢測端子并且經由電阻器R4接收電流檢測電阻器Rl的電壓，所述電流檢測電阻器Rl設置在實現為MOSFET的開關元件Ql的源極電極和電路接地之間。此外，該端子經由電阻器R9接收用于調光的偏置電壓。管腳3是包括在IC中的多路復用器的輸入端，并且被設置為通過將控制電源電壓Vcc除以電阻器R6和R7獲得的預定電壓。管腳I是包括在IC中的誤差放大器的反相輸入端并且管腳2是誤差放大器的輸出端。作為誤差放大器的反饋阻抗，電阻器R8和電容器C3構成的并聯電路連接在管腳I和2之間。此外，通過將電容器C2的電壓除以電阻器RlO和Rll獲得的負反饋電壓信號輸入至管腳I。電感器LI的次級線圈n2感應的電壓經由電阻器R12和ニ極管D2對電容器C2進行充電。當電容器C2的電壓增大時，控制開關元件Ql處的接通脈沖的時間段變窄。在開關元件Ql處于接通狀態的情況下，如果流經電流檢測電阻器Rl的電流増大，則管腳4處檢測到的電壓増大。當管腳4處的電壓達到預定閾值時，開關元件Ql關斷。之后，在其中經由ニ極管Dl釋放電感器LI中的能量的期間，在電感器LI的次級線圈n2中感應電壓。當通過ニ極管Dl的再生電流完全流過時，次級線圈n2中感應的電壓消失，并且管腳7處的電壓下降。當檢測到管腳7處的電壓下降時，開關元件Ql再次接通。電容器C4的DC電壓經由電阻器R9覆蓋管腳4。通過調光控制電路21的輸出信號經由電阻器R5對電容器C4進行充電或使其放電。調光控制電路21的輸出信號例如是方波電壓信號，并且電容器C4中被充電的DC電壓根據方波電壓信號的高電平時間段和低電平時間段的比率而發生變化。也就是說，電容器C4和電 阻器R5形成CR濾波電路(即，積分電路)。當電容器C4中被充電的DC電壓為高時，管腳4的電壓變為高，因此流經開關元件Ql的電流表面上檢測為増大。因此，流經開關元件Ql的電流的峰值減小，如圖2C中所示。當電容器C4中被充電的DC電壓為低時，管腳4的電壓變為低，因此流經開關元件Ql的電流表面上檢測為減小。因此，流經開關元件Ql的電流的峰值增大，如圖2A中所示。通過這種方式，根據從調光控制電路21輸出的方波電壓信號的高電平時間段和低電平時間段的比率(接通/關斷比)來調整電容器C4中被充電的DC電壓的大小，因此使得能夠調整流經開關元件Ql的電流的峰值。調光控制電路21可以實現為例如用于調光的微型計算機。在這種情況下，優選指定單個2值輸出端ロ，以向輸出端子a輸出方波電壓信號。此外，當微型計算機具有D/A轉換輸出端ロ作為輸出端子，以替代2值輸出端ロ吋，能夠省略具有電阻器R5和電容器C4的CR濾波電路。即使在這種情況下，當不省略CR濾波電路時，將來自D/A轉換輸出端ロ的模擬輸出電壓輸入至CR濾波電路，并且在預定的負載處切換與一個灰度級相鄰的DC電壓，能夠生成與D/A轉換的原始灰度級更多的多個灰度級對應的DC電壓。此外，與使用2值輸出端ロ的情況相比，即使電阻器R5和電容器C4的時間常數很小，也能夠減小電容器C4中被充電的DC電壓的脈動分量，從而能夠增強對響應的控制。接下來,可以指定微型計算機的另ー 2值輸出端ロ為輸出端子b,以指定圖2A至2C中示出的突然接通時間段tl至t3。在突然接通時間段期間可以輸出的方波電壓信號變為高電平(高于0. 27V)，并且在其余時間段期間變為低電平(低于0. 23V)。從調光器5輸入至調光控制電路21的調光信號的占空比(％)從0%到100%的范圍內改變，并且占空比為5%或更小的調光信號表示完全接通狀態，并且占空比為95%或更大的調光信號表示關斷狀態。這種調光信號已經廣泛傳播于逆變型熒光燈點亮裝置領域。通常，頻率為IkHz并且幅值為IOV的方波電壓信號用作調光信號。根據讀取占空比，調光控制單元讀取從調光器5輸出的調光信號的占空比(％)，并且改變從第一輸出端子a輸出的方波電壓信號的占空比以及從第二輸出端子b輸出的方波電壓信號的占空比。當調光控制電路21配置為微型計算機時，優選通過使用讀取從調光器5輸出的調光信號的占空比(％)獲得的數字值，讀取數據表作為地址，并且基于來自所述數據表的讀取數據控制從調光控制電路21的端子a和b輸出的方波電壓信號的占空比。就這一點而言，盡管已經假設和描述了其中頻率為IkHz并且幅值為IOV的方波電壓信號用作從調光器5輸出的調光信號的情況。但是調光信號并不限于此。例如，可以使用諸如DALI或DMX512之類的各種標準調光信號。或者，通過從電源線中使商用AC功率(50/60Hz)的相控電壓的波形成形，可以提取100/120HZ的PWM (脈寬調制)信號作為調光信號。或者，調光器5可以是簡單可變電阻器并且可以被配置成使得從調光控制電路21的A/D轉換輸入端ロ讀取DC電壓的調光信號。盡管在本發明中已經描述了通過調光控制電路21的微型計算機實現低頻PWM控制的示例，但是也能夠使用在第六實施例中將描述的通用計時器電路來實現低頻PWM控制。此外，還能夠通過使用下面將在第七實施例中描述的通用PWM控制IC來實現低頻PWM控制。(實施例6)圖12是表示根據本發明第六實施例用于固態光源的點亮裝置的電路示意圖。在本實施例中，通過使用通用計時器電路TMl和TM2及其外圍電路來實現第一和第二開關控制。計時器電路TMl和TM2是公知的計時器IC (稱為555)，均具有圖13中所示的電路示意圖的內部配置，并且可以配置有例如瑞薩電子公司(原來的NEC電子)的UTO5555或 其第二版(UTO5556)，或其替代。計時器電路TMl和TM2的管腳I是接地端子并且其管腳8是電源端子。管腳2是觸發端子并且被配置成當該端子低于管腳5的電壓的一半(通常電源電壓Vcc的1/3)時，通過第一比較器CPl的輸出來設置內部觸發器FF，因此管腳3 (輸出端子)達到高電平并且管腳7 (放電端子)達到開路狀態。管腳4是重置端子并且配置成當該端子進入低電平時，第一計時器TMl進入工作停止狀態，并且管腳3 (輸出端子)被固定為低電平。第二計時器電路TM2能夠一直工作，因為管腳4被固定在高電平。由于第一計時器電路TMl的管腳4連接至第二計時器電路TM2的管腳3 (輸出端子)。所以當其管腳4處于高電平吋，允許第一計時器電路TMl工作，當管腳4處于低電平時禁止第一計時器電路TMl工作。管腳5是控制端子，并且經由圖13中所示的內部分泄電阻器(三個電阻器R構成的串聯電路)供應有參考電壓，所述參考電壓通常為電源電壓的2/3。在第一計時器電路TMl中，通過電容器C5穩定管腳5處的參考電壓。在第二計時器電路TM2中，管腳5處的參考電壓是可控的，使得其通過晶體管Tr5落在電源電壓Ncc的2/3以下。管腳6是閾值端子，并且被配置成當該端子變為高于管腳5處的電壓(通常是電源電壓Vcc的2/3)，通過第二比較器CP2的輸出來重置內部觸發器FF，然后管腳3 (輸出端子)達到低電平并且管腳7 (放電端子)通過內部晶體管Tr短路至管腳I。第一計時器電路TMl實現第一開關控制，從而以高頻控制開關元件Ql的接通/關斷操作。開關元件Ql的接通時間通過具有電阻器R14和電容器C6的接通時間計時器來限定，并且根據經由電阻器R15重疊的調光電壓Vdim是可變的。此外，開關元件Ql的關斷時間被限定為從電感器LI的次級線圈n2輸出的回掃電壓直到消失所花去的時間。此外，可以通過具有電阻器r和電容器C6的關斷時間計時器來限定開關元件Ql的關斷時間的最小值。首先，將描述開關元件Ql的接通時間計時器。在本實施例中，省略圖11中的電流檢測電阻器Rl，并且替代地在電感器LI中設置三次線圈n3。由于三次線圈n3的前端處的輸出電壓是時間積分的，等效流經開關元件Ql的電流被檢測為電容器C6處的電壓。在下文中，將描述其原理。如果假設當開關元件Ql處于接通狀態時，施加至電感器LI的電壓是el，并且流經開關元件Ql的電流是i，滿足el = Ll*(di/dt)。在這種情況下，在三次線圈n3中生成的電壓變為e3 = (n3/nl) el，假設電感器LI的初級線圈中的匝數為nl。如果電壓相對于時間t積分,獲得/ (e3)dt = (n3/nl)Ll*i+C。在這里，C是積分整數，并且在圖2A至2C中示出的臨界模式或圖5的不連續模式中，流經開關元件Ql的電流i的初始值為零，因此獲得積分整數C = O。因此，當在三級線圈n3中生成的前端電壓是時間積分時，可以讀取流經開關元件Ql的電流i。通過使用鏡像積分器可以精確地獲得時間積分，但是在這里出于簡化目的通過具有電阻器R14和電容器C6的CR積分電路來執行。設置ニ極管D5以僅對三級線圈n3中生成的前端電壓進行積分。
當開關元件Ql接通時，逐漸増大的電流沿著DC電源Vdc的陽極一電容器Cl —電感器LI —開關元件Ql —DC電源Vdc的陰極構成的路徑流動。在這種情況下，在三級線圈n3中生成與施加至電感器LI的電壓成比例的電壓e3。電容器C6經由ニ極管D5和電阻器R14而充電有電壓e3。在這種情況下，由于計時器電路TMl的管腳7處于開路狀態，所以不經由具有低阻抗的電阻器r發生放電。此外，經由ニ極管D4流經具有高阻抗的電阻器R13的電流不處于干涉電容器C6的電壓的升高的水平。通過計時器電路TMl的管腳6檢測電容器C6的電壓的升高，使得當檢測到的電壓高于管腳5處的參考電壓(電源電壓Vcc的2/3)時，管腳3達到低電平，并且開關元件Ql關斷。在這種情況下，由于管腳7上的晶體管Tr導通，所以電容器C6經由低阻抗電容器r放電，并且重置電容器C6的時間積分值。由于電容器C6的電壓經由低阻抗電容器r放電，所以其相對迅速地下降。管腳2的電壓是通過從管腳6的電壓減去ニ極管D4的正向電壓獲得的電壓。在管腳2的電壓下降至電源電壓Vcc的1/3吋，電感器LI的次級線圈n2的回掃電壓升高。管腳2的電壓在回掃電壓的生成期間保持在高于電源電壓Vcc的1/3的水平。當電感器LI的再生電流完全流過時，次級線圈n2的回掃電壓消失。之后，管腳2處的電勢經由電阻器R13下降至電路接地的水平。因此，管腳2上的第一比較器CPl的輸出反向并且設置觸發器FF，使得管腳3達到高電平并且開關元件Ql接通。此外，由于管腳7上的晶體管Tr截止，所以經由ニ極管D5和電阻器R14利用來自三級線圈n3的電壓對經由低阻抗電阻器r短路至電路接地的電容器C6進行充電。當電容器C6的電壓達到管腳5的電壓時，通過管腳6上的第二比較器CP2重置觸發器FF，然后管腳3達到低電平。結果，開關元件Ql關斷。此外，由于管腳7上的晶體管Tr導通，所以電容器C6幾乎立即經由低阻抗電阻器r放電。接下來，重復相同操作，并且從第一計時器電路TMl的管腳3 (輸出端子)重復輸出幾十kHz的高頻脈沖，根據流經開關元件Ql的電流達到預定峰值所花去的時間來確定高頻脈沖的接通時間。根據電感器LI的再生電流完全流過所花去的時間來確定高頻脈沖的關斷時間。因此，流經電感器LI的電流經歷過零操作(臨界模式中)，如圖2A至2C所示。調光電壓Vdim通過電阻器R15覆蓋與電阻器R14 —起形成接通時間計時器的電容器C6。當調光電壓Vdim較高吋，電容器C6的充電速度變得更快，因此，開關元件Ql的接通時間縮短。當調光電壓Vdim較低吋，電容器C6的充電速度變得更慢，因此開關元件Ql的接通時間變長。因此，隨著調光電壓Vdim増大，流經電感器LI的電流的峰值以圖2A的峰值Ipl —圖2B的峰值Ip2 —圖2C的峰值Ip3的形式減小。當調光電壓Vdim恒定時，根據從電感器LI的三級線圈n3反饋的正向電壓來確定接通時間段。第二計時器電路TM2實現第二開關控制，從而以低頻間斷停止開關元件Ql的高頻接通/關斷操作。第二計時器電路TM2以用于時間常數設置的電阻器R16和R17和電阻器C7附接至電路TM2的外部的方式用作無穩態多諧振動器。電容器C7的電壓輸入至管腳2(觸發端子)以及管腳6 (閾值端子)，然后與外部參考電壓進行比較。在功率供應的早期階段，與管腳2 (觸發端子)的電壓相比，電容器C7的電壓低于參考電壓(管腳5的電壓的1/2)，使得管腳3 (輸出端子)達到高電平，并且管腳7 (放電端子)達到開路狀態。因此，電容器C7經由電阻器R16和R17而充電有電源電壓Vcc。與管腳6 (閾值端子)的電壓相比，當電容器C7的電壓變得高于參考電壓(管腳5的電壓)時，管腳3 (輸出端子)達到低電平，并且管腳7 (放電端子)短路至管腳I。因此，電容器C7經由電阻器R17放電。 與管腳2 (觸發端子)的電壓相比，當電容器C7的電壓變得低于參考電壓(管腳5的電壓的1/2)，管腳3 (輸出端子)達到高電平并且管腳7 (放電端子)達到開路狀態。因此，電容器C7經由電阻器R16和R17再次充電有電源電壓Vcc。然后，重復相同操作。電阻器R16和R17以及電容器C7的時間常數被設置成使得管腳3 (輸出端子)的振蕩頻率例如為大約IkHz的低頻率。此外，調光電壓Vdim經由電阻器R16覆蓋電阻器R17和電容器C7的連接節點。當調光電壓Vdim較高時，電容器C7的充電速度變得更快，但是電容器C7的放電速度變得更慢，所以其中管腳3處于高電平的時間段縮短并且管腳3處于低電平的時間段變長。相反地，當調光電壓Vdim較低吋，電容器C7的充電速度變得更慢，但是電容器C7的充電速度變得更快，所以其中管腳3處于高電平的時間段變長，并且其中管腳3處于低電平的時間段縮短。因此，隨著調光電壓Vdim變得更高，減小了低頻PWM控制的接通占空比(一個突然接通周期中突然接通時間段的比率)。此外，當調光電壓Vdim變得比齊納ニ極管ZDl的齊納電壓和晶體管Tr5的基極-發射極電壓的總和還高吋，晶體管Tr5動作使得管腳5的電壓減小。隨著調光電壓Vdim變得更高，管腳5的電壓逐漸減小，因此計時器電路TM2的振蕩頻率増大。通過這種方式，隨著向下調光，低頻PWM控制的周期以圖2A的周期Tl —圖2B的周期T2 —圖2C的周期T3的形式減小。通過上述操作，隨著調光電壓Vdim増大，突然接通的占空比以圖2A的tl/Tl —圖2B的t2/T2 —圖2C的t3/T3的形式減小并且控制峰值電流。因此，能夠寬范圍地進行調光。此外，在圖12中的電路示意圖中，電容器Cl (電容性阻抗)并聯連接至固態光源3，并且第二開關控制的頻率被設置成使得流經固態光源3的電流形成連續波形。在這里，所述形成連續波形包括其中通過(最大電流-最小電流)/平均電流定義的電流變化率等于或小于特定值(例如等于或小于I)的情況。此外，如圖2C中所示，當峰值電流Ip3為低時，突然接通周期T3減小。因此，電感器LI的電流的空閑時間段(T3-t3)減小。因此，即使平滑電容器Cl的電容為小，能夠減小流經固態光源3的電流的脈動分量，并且幾乎觀察不到閃爍。例如，當峰值電流Ipl為高時，如圖2A所示，使得突然接通周期Tl更長，所以能夠増大ー個周期中包括的高頻脈沖的數量，并且能夠改善調光分辨率。
在本實施例中，與圖11的電路相比，省略了電流檢測電路R1，因此具有能夠減小功率損耗的優點。此外，即使已經產生了功率變化或負載變化，當開關元件Ql接通時施加至電感器LI的電壓發生變化，所以三級線圈n3的電壓e3也發生變化，并且這種功率變化或負載變化能夠被檢測為電容器C6的電壓的升高速度的改變，從而使得能夠基本替代電流檢測電阻器Rl的功能。(實施例7)圖14是示出了根據本發明第七實施例用于固態光源的點亮裝置的電路示意圖。在本實施例中，通過使用通用計時器電路TM實現用于高頻率地接通/關斷開關元件Ql的高頻振蕩電路。此外,通過PWM控制電路ICl來執行用于低頻率地間歇停止高頻振蕩操作的控制以及用于以高頻率地的接通時間段和關斷時間段的控制。當執行計時器電路TM的操作吋，PWM控制電路ICl將設置計時器電路TM的管腳4至高電平。 作為計時器電路TM，可以使用圖13中示出的通用計時器IC (555)。計時器電路TM用作無穩態多諧振動器，并且被配置成使得當管腳2處的電壓變得低于管腳5處的電壓的一半吋，內部觸發器反相，管腳3變為高電平，并且管腳7變為開路狀態，因此經由充電電阻器Re和ニ極管D6對電容器C9進行充電。當施加至管腳6的電容器C9的充電電壓變為高于管腳5處的電壓時，內部觸發器反相，管腳3 (輸出端子)變為低電平，并且管腳7 (放電端子)被短路至管腳I。因此，電容器C9經由放電電阻器Rd放電，電容器C9的充電電壓下降。之后，當施加至管腳2的電容器C9的充電電壓變為低于管腳5處的電壓的一半吋，內部觸發器反相，管腳3變為高電平，并且管腳7變為開路狀態，因此經由充電電阻器Re和ニ極管D6對電容器C9進行充電。然后，重復相同的操作。通過這種方式，計時器電路TM用作典型的無穩態多諧振動器。開關元件Ql的接通時間段是通過充電電容器Re和電容器C9的時間常數和管腳5處的電壓來確定的可變時間段。此外，開關元件Ql的關斷時間段是通過放電電阻器Rd和電容器C9的時間常數和管腳5處的電壓來確定的可變時間段。因此，開關元件Ql基于計時器電路TM的管腳5的電壓而被驅動至接通時間段和關斷時間段。當管腳5的電壓減小時，用于振動的電容器C9的電壓的變化范圍減小，使得接通時間段和關斷時間段一起減小。然而，由于流經電阻器Re的充電電流増大，而流經電阻器Rd的放電電流減小，接通時間段的下降率大于關斷時間段的下降率。這適于驅動具有幾乎恒定負載電壓的發光二極管的驅動。當以如下方式來設置接通時間段和關斷時間段的比率時當管腳5的電壓最大化時，流經電感器LI的電流進入臨近臨界模式的不連續模式，如圖15(a)所示，即使管腳5的電壓改變，電流也能夠一直運行于不連續模式。具體而言，優選設置電阻器Re和Rd以及電容器C9的值，使得接通時間段比滿足[接通時間段X (電源電壓-負載電壓)N關斷時間段X負載電壓的臨界條件中稍微減小。通過以這種方式設置模式，當管腳5的電壓減小吋，開關元件Ql的接通時間段和關斷時間段縮短，如圖15(b)中所示，接通時間段的減小率大于關斷時間段的減小率，因此流經電感器LI的電流的空閑時間段逐漸増大。因此，通過使用PWM控制電路ICl減小計時器電路TM的管腳5處的電壓，能夠使得電流空閑時間更長，同時流經電感器LI的電流的峰值降低，如圖15(b)所示，因此使得在突然接通時間段期間流經電感器LI的平均電流減小。結合這種控制，通過使用PWM控制電路IC1，以低頻率(例如，IkHz)將計時器電路TM的管腳4切換至高/低電平，因此改變突然接通時間段。因此，能夠執行針對長時間段地流動高平均電流的狀態和短時間段地流動低平均電流的狀態，因此，能夠在寬范圍中實現可靠的調光。作為PWM控制電路IC1，例如可以使用德州儀器的TL494或其等同物。該IC包括鋸齒波振蕩器0SC、比較器CP、誤差放大器EAl和EA2、輸出晶體管Trl和Tr2、參考電壓源等等。因此，該IC以通過外部分別附接至其管腳5和6的電阻器Rt和電容器Ct確定的頻率發生振蕩，并且基于管腳3的電壓以脈寬生成PWM信號。振蕩頻率也可以是例如IkHz的低頻率。管腳4是用于設置死時間的端子并且在本實施例中連接至接地。本實施例的特征在于電阻器R20和晶體管Tr5的串聯電路并聯連接至外部附接的電阻器Rt，所述電阻器Rt限定了 PWM控制電路ICl的振蕩頻率。當調光電壓Vdim變得高于齊納ニ極管ZDl的齊納電壓和晶體管Tr5的基極-發射極電壓的總和吋，電流流經晶體管Tr5，當電阻器Rt的阻抗降低時，操作也是如此。因此，當調光電壓Vdim升高吋，PWM控制電路ICl的振蕩頻率増大。當省略齊納ニ極管ZDl時，低頻PWM控制的頻率能夠在調光電壓Vdim的整個范圍內改變。另ー方面，當安裝齊納ニ極管ZDl吋，執行控制使得如果流經固態光源3的電流等于或大于預定值，則低頻PWM控制的頻率保持恒定，并且使得當流經固態光源3的電流小于預定值時，低頻PWM控制的頻率隨著高頻PWM控制的頻率的增大而増大。連接至管腳I和2的誤差放大器EAl以及連接至管腳15和16的誤差放大器EA2 是不相連的ニ極管(diode-or-connected),并且誤差放大器EAl和EA2之間輸出較高的誤差放大器AMP的輸出是比較器CP的參考電壓。在本實施例中，由于未使用第二誤差放大器EA2，所以設置管腳15和16的電勢，使得誤差放大器EA2的輸出是最低電勢。管腳13是用于選擇單端操作和推挽(push-pull)操作的端子，并且在本實施例中管腳13連接至接地，以選擇單端操作。在這種情況下，通過內部邏輯電路使得晶體管Trl和Tr2的操作相同。當連接至管腳11-10的晶體管Tr2處于導通狀態時，計時器電路TM的管腳4變為低電平，使得停止計時器電路TM的高頻振蕩操作，并且開關元件Ql保持為關斷狀態。此夕卜，當晶體管Tr2截止吋，計時器電路TM的管腳4通過電阻器R23増大至控制電源Vcc的電勢，然后初始化計時器電路TM的高頻振蕩操作。當連接至管腳8-9的晶體管Trl處于導通狀態時，電容器CS中的電荷經由電阻器R24釋放。此外，當晶體管Trl處于截止狀態時，利用通過包括在計時器電路TM中的分泄電阻器劃分的輸出電壓對電容器CS進行充電。當以低頻率導通/截止晶體管Trl并且ー個周期中的接通時間段的比率増大吋，電容器CS的電壓一定程度上減小。因此，開關元件Ql的接通時間段減小。由于晶體管Trl和Tr2中的每ー個在ー個周期中的接通時間段的比率通過接收由輸出檢測電路6檢測到的輸出進行反饋控制，所以連同開關元件Ql的突然接通時間段對開關元件Ql的接通時間段進行反饋控制。
反饋控制電路包括誤差放大器EAl和外部附接的CR電路。利用電阻器R25和R26以及電容器ClO形成的反饋阻抗連接在誤差放大器EAl的反相輸入端子和輸出端子之間。通過電阻器R21和R22在管腳14上劃分參考電壓獲得的恒定電壓施加至誤差放大器EAl的同相輸入端子。改變誤差放大器EAl的輸出端子的電壓，使得誤差放大器EAl的反相輸入端子和同相輸入端子的電壓彼此相同。將通過輸出檢測電路6檢測到的電壓Vdet經由第一輸入電阻器R27輸入至誤差放大器EAl的反相輸入端子，而調光電壓Vdim經由第二輸入電阻器R28輸入至反相輸入端子。當調光電壓Vdim增大時，誤差放大器EAl的輸出電壓減小，并且晶體管Trl和Tr2的導通時間段變長，因此其中停止開關元件Ql的接通/關斷操作的時間段變長。此外，由于計時器電路TM的管腳5的參考電壓減小，所以開關元件Ql的接通時間段縮短。相反地，當調光電壓Vdim減小時，誤差放大器EAl的輸出電壓増大，并且晶體管Trl和Tr2的導通時間段縮短，使得其中停止開關元件Ql的接通/關斷操作的時間段縮短。此外，由于計時器電路TM的管腳5的參考電壓增大，所以開關元件Ql的接通時間段變長。此外，即使在調光電壓Vdim恒定時所檢測的電壓Vdet變化，執行反饋控制使得通 過上述操作來抑制輸出中的變化。也就是說，當所檢測的電壓Vdet增大時，其中停止開關元件Ql的接通/關斷操作的時間段變長，而開關元件高頻處的接通時間段縮短。相反地，當所檢測的電壓Vdet減小時，其中停止開關元件Ql的接通/關斷操作的時間段縮短，而開關元件Ql高頻處的接通時間段變長。因此，執行反饋控制，使得輸出中的變化得到抑制，并且執行控制，使得獲得與調光電壓Vdim的大小相對應的檢測電壓Vdet。接下來，將描述輸出檢測電路6。電流檢測電阻器R31串聯連接至固態光源3和包括分壓電阻器R32和R34的串聯電路的旁路電路，并且齊納ニ極管ZD2并聯連接至固態光源3。在旁路電路中，設置常數使得大于流經固態光源3的點亮電流的旁路電流接近調光下限流動。因此，接近調光下限的穩定調光點亮是可能的(例如，參見日本專利申請公開No.2011-65922)。當流經固態光源3的點亮電流増大或減小吋，電阻器R31的兩端之間的電壓增大或減小。此外，當施加至固態光源3的電壓增大或減小吋，電阻器R32兩端之間的電壓增大或減小。因此，當點亮電流或所施加固態光源3的電壓增大或減小時，電阻器R31和R32的串聯電路的兩端之間的電壓增大或減小。由于通過從電阻器R31和R32的串聯電路兩端之間的電壓減去晶體管Tr3的基扱-發射極電壓獲得的電壓被施加至電阻器R33，與電阻器R31和R32的串聯電路兩端之間的電壓對應的基極電流流經晶體管Tr3。由于基于基極電流的集電極電流流經電阻器R35和R36的串聯電路，所檢測到的電壓Vdet并入了點亮電流和所施加的固態光源3的電壓ニ者的電壓。此外，當電阻器R31的值為零吋，輸出檢測電路6用作電壓檢測電路。當電阻器R32的值為零吋，輸出檢測電路6用作電流檢測電路。此外，當正確設置電阻器R31和R32的值時，輸出檢測電路6用作以類似方式用于檢測負載功率的電路。與流經固態光源3的點亮電流和流經旁路電路的旁路電流的總和對應的電流流經電阻器R31。因此，即使流經固態光源3的點亮電流接近于零時，在電阻器R31中生成由流經旁路電路的旁路電流引起的電壓(升壓電壓)，從而防止晶體管Tr3被截止。
此外，將齊納ニ極管ZD2的齊納電壓設置成低于固態光源3能夠被接通的電壓。因此，當固態光源3接通吋，必須在電阻器R32中生成電壓，從而防止晶體管Tr3被截止。通過這種方式，圖14中的輸出檢測電路6使用流經旁路電路的旁路電流作為用于輸出檢測所要求的導通晶體管Tr3的基極-發射極ニ極管的偏置電流。因此，即使點亮電流或所施加的固態光源3的電壓為低時，用于輸出檢測的晶體管Tr3被防止截止，并且被偏置成總是工作于有源區。此外，還優選単獨檢測點亮電流和所施加的固態光源3的電壓，并且在基于所施加的電壓對第二誤差放大器EA2執行反饋控制的同時基于點亮電流對第一誤差EAl執行反饋控制。公知在高照度水平和中等照度水平之間執行前一種控制并且在低照度水平執行后ー種控制是有利的(例如，參見日本專利申請公開No. 2009-232623)。在上面描述的本發明實施例中，LED被例示為固態光源3，但是并不限于此，并且可以例如是OLED (有機發光二極管)或半導體激光器。 盡管MOSFET被例示為開關元件Q1，所述開關元件Ql并不限于此并且例如可以是IGBT (絕緣柵極雙極晶體管)等等。在上述實施例中，已經描述了 DC功率電路單元I作為升壓斬波電路，其中開關元件Ql被設置在低電勢側，顯然本發明能夠應用于升壓斬波電路的開關元件Ql被設置在高電勢側的情況，如圖16A中所示。此外，還能夠使用圖16B至16D中所示的各種開關電源電路作為本發明的DC功率電路單元I。圖16B、16C和16D分別示出了升壓斬波電路lb、回掃轉換器電路Ic以及降壓-升壓斬波電路Id的示例。盡管已經參考實施例示出和描述了本發明，但是本發明并不限于此。本領域技術人員應理解的是，在不偏離所附權利要求所限定的本發明的范圍的情況下，可以對本發明作出各種修改和變型。
權利要求
1.一種用于點亮固態光源的點亮裝置，包括 DC功率電路單元，用于使用開關元件對輸入DC電源的功率進行轉換并且使電流流經固態光源；以及 控制單元，用于控制執行其中以第一高頻接通/關斷所述開關元件的第一開關控制以及其中以第二頻率間歇停止所述開關元件的接通/關斷操作的第二開關控制，所述第二頻率低于所述第一開關控制的所述第一頻率， 其中當流經所述固態光源的所述電流改變時，所述第二頻率發生變化。
2.根據權利要求I所述的點亮裝置，其中當所述第一頻率變得更高時，所述控制単元增大所述第二頻率。
3.根據權利要求I或2所述的點亮裝置，其中當流經所述固態光源的所述電流小于預定值時，所述控制單元控制所述第一頻率為幾乎恒定。
4.根據權利要求I或2所述的點亮裝置，其中當流經所述固態光源的所述電流小于預定值時，所述控制單元控制所述第一開關控制中的所述開關元件的接通時間段為幾乎恒定。
5.根據權利要求I或2所述的點亮裝置，其中當流經所述固態光源的所述電流小于預定值時，所述控制単元在所述第一頻率變得更高時增大所述第二頻率，而當流經所述固態光源的所述電流等于或小于所述預定值時，所述控制單元控制所述第二頻率為幾乎恒定。
6.根據權利要求I或2所述的點亮裝置，其中所述DC功率電路單元被配置成使得電感器串聯連接至所述開關元件，通過使用所述電感器的充電電流或放電電流中的二者或任一個使所述電流流經所述固態光源，并且通過所述第一開關控制來控制所述開關元件，使得所述電感器的所述電流處于過零操作或接近于所述過零操作的不連續操作。
7.根據權利要求I或2所述的點亮裝置，其中所述DC功率電路單元包括并聯連接至所述固態光源的電容性阻抗，并且所述第二頻率被設置成使得流經所述固態光源的所述電流形成連續波形。
8.根據權利要求I或2所述的點亮裝置，還包括用于對所述第二頻率的控制信號進行平滑的電容器，其中基于所述電容器的電壓對所述第一頻率進行設置。
9.ー種照明設備，包括根據權利要求I或2所述的點亮裝置。
全文摘要
一種用于點亮固態光源的點亮裝置，包括DC功率電路單元，用于使用開關元件對輸入DC電源的功率進行轉換并且使電流流經固態光源；以及控制單元，用于控制執行其中以第一高頻接通/關斷所述開關元件的第一開關控制，以及其中以第二頻率間歇停止所述開關元件的接通/關斷操作的第二開關控制，所述第二頻率低于所述第一開關控制的所述第一頻率。當流經所述固態光源的所述電流改變時，所述第二頻率發生變化。
文檔編號H05B37/02GK102781139SQ20121014733
公開日2012年11月14日 申請日期2012年5月11日 優先權日2011年5月12日
發明者水川宏光, 渡邊浩士 申請人:松下電器產業株式會社