光學記錄介質驅動裝置和尋軌誤差檢測方法

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光學記錄介質驅動裝置和尋軌誤差檢測方法
【專利摘要】【問題】為了解決由增加的回訪速度引起的問題以及解決由凹坑深度引起的信號A和B之間以及信號C和D之間的相位差的問題，需要確保能夠根據由于光學記錄介質的增加的記錄密度而劣化的接收信號來檢測出尋軌誤差。【解決方案】當如同DPD方法指定了相同的分割區域A至D時，計算未經延遲的信號A和經延遲的信號C的異或<1>、經延遲的信號A和未經延遲的信號C的異或<2>、未經延遲的信號B和經延遲的信號D的異或<3>以及經延遲的信號B和未經延遲的信號D的異或<4>；以及基于計算值(<1>+<3>)-(<2>+<4>)獲得尋軌誤差信號。由此，解決了上述問題。
【專利說明】光學記錄介質驅動裝置和尋軌誤差檢測方法

【技術領域】
[0001] 本發明涉及至少執行回放（Playback)的光學記錄介質驅動裝置以及用于光學記錄介質的尋軌誤差（tracking error)檢測方法。

【背景技術】
[0002] 諸如致密盤（⑶)、數字多功能光盤（DVD)以及藍光光盤（BD :注冊商標）之類的盤形光學記錄介質（在下文中將每者簡稱為光盤）已經廣泛普及。在這些光盤的標準中，廣泛地采用差分相位檢測（Differential phase Detection, DPD)方案，以作為回放專用 (playback-dedicated) ROM光盤的尋軌誤差檢測方案。
[0003] 圖10是基于DH)方案的尋軌誤差檢測技術的解釋性圖。首先如圖10的A所示，在DH)方案中，在光接收單元中分割地形成有四個光接收區域A、B、C以及D，且該光接收單元被用作接收來自光盤的反射光的光接收單元。這里，在這種4分割光接收單元中，基于由排列在光盤上的凹坑（圖中陰影部分）所形成的軌跡（作為參照），利用沿軌跡的長度方向（線方向）延伸的分割線與沿軌跡的短邊方向（光盤的徑向）延伸的分割線進行分割，來形成區域A、B、C以及D。具體地，在DH)方案中，區域A和B組成的群組以及區域C和D 組成的群組中的每個群組是通過沿軌跡的長度方向的分割線進行分割而獲得的群組，且區域A和D組成的群組以及區域B和C組成的群組中的每個群組是通過沿軌跡的短邊方向的分割線進行分割而獲得的群組。此外，當基于凹坑隨著光盤旋轉而前進的方向（作為參考）來定義上游側和下游側時，區域A和B組成的群組被布置在上游側，并且區域C和D組成的群組被布置在下游側。
[0004] 圖10的A圖解地示出了相對于光接收單元正在通過的凹坑的轉變（時間點tl至 t5)的情況。在時間點tl處示出了凹坑的起始邊緣部到達光接收單元的上游側端部附近的狀態，在時間點t2處示出了起始邊緣部到達光接收單元的軌跡短邊方向分割線附近的狀態，在時間點t3處示出了起始邊緣部到達光接收單元的下游側端部附近的狀態，在時間點t4處示出了凹坑的末尾邊緣部到達光接收單元的軌跡短邊方向分割線附近的狀態，并且在時間點t5處示出了末尾邊緣部到達光接收單元的下游側端部附近的狀態。在紙面的左邊示出了相對于軌跡中心向左側離軌（detracking)的光斑的情況，在紙面的中間示出了追蹤軌跡中心的光斑的情況，且在紙面右邊示出了相對于軌跡中心向右側離軌的光斑的情況。
[0005] 在DH)方案中，基于光接收單元中的四個區域A至D的光接收結果生成信號（A+C) 以及信號（B+D)，并且對這些信號之間的相位差（由于光干涉而在光接收單元中產生的相位差）進行檢測以生成尋軌誤差信號TES。注意，信號（A+C)表示根據各個區域A與C的光接收結果產生的信號A與信號C的相加結果，并且信號（B+D)表示根據各個區域B與D的光接收結果產生的信號B與信號D的相加結果。
[0006] 圖10的B分別示出了在圖10的A所示的時間點tl至t5期間向左側（紙面左邊）離軌時、追蹤軌跡中心（紙面的中間）時、以及向右側（紙面右邊）離軌時獲取的信號 (A+C)與信號（B+D)的波形。如圖所示，在追蹤軌跡中心時，信號（A+C)與信號（B+D)之間沒有出現相位差。向左側離軌時，以信號（A+C)的相位超前的方式出現相位差，相反，向右側離軌時，以信號（B+D)的相位超前的方式出現相位差。
[0007] 圖10的C示出基于DH)方案從信號（A+C)以及信號（B+D)生成尋軌誤差信號TES 的情況。如圖所示，檢測信號（A+C)與信號（B+D)之間的相位差（包括其極性信息（哪個相位是超前的/延遲的）），并且根據結果生成尋軌誤差信號TES。本圖針對信號（A+C)和信號（B+D)、它們的極性信號、信號（A+C)與信號（B+D)之間的相位差檢測信號（包含極性信息）以及從相位差檢測信號生成的尋軌誤差信號TES示出了光斑從左側到右側經過軌跡中心時獲取的波形的示例。
[0008] 圖11以示例的方式示出了在采用DH)方案的情況下所需的相位比較器。圖11所示的相位比較器是所謂的EX0R(EX-0R:異或）相位比較器。如圖所示，EX0R相位比較器至少配備有EX0R電路、觸發器、運算放大器以及兩個AND門電路，其中EX0R電路和觸發器各自被輸入二值化信號（A+C)以及二值化信號（B+D)。
[0009] 在圖中，當兩個輸入信號彼此不同時，EX0R電路的輸出是"1"，當兩個輸入信號彼此相同時，其輸出是"0"。底部的觸發器區分出被EX0R電路檢測的信號之間的差異以表示相位超前或表示相位延遲，從而確定相位比較器輸出的極性。
[0010] 這種相位比較器的使用例如能夠生成如用圖10的C所說明的基于Dro方案的尋軌誤差信號TES。
[0011] 引用列表
[0012] 專利文獻
[0013] 專利文獻 1 :JP 3769888B
[0014] 專利文獻 2 :JP S63-175234A

【發明內容】

[0015] 順便一提，近年來隨著光盤的記錄密度的增加，穩定的DH)尋軌誤差信號的生成處于困難境地。這是因為以下原因。
[0016] (1)作為在線方向上增大記錄密度的結果，在MTF (空間頻率）的影響下，來自短凹坑的回放信號衰減，由此難以區分回放信號。
[0017] (2)作為窄的軌跡間距的結果，由串擾引起的偏移的影響變大。
[0018] (3)作為多層化發展的結果，回放信號振幅衰減，并且使S/N(信噪比）變差。
[0019] (4)隨著數據速率的增大，回放信號的頻率增大。
[0020] 由于條目⑴至（3)的影響，使對來自區域A至區域D的光接收信號進行二值化而獲取的信號A至信號D的信號質量劣化。這里，如圖12所示，信號劣化的具體模式的示例可以包括抖動、脈寬波動以及局部信號缺失。條目（1)至（3)的影響使這些現象高頻度地出現。
[0021] 此外，條目（4)的影響使DH)尋軌誤差信號的信號生成模塊要求響應速度增加，并由此其實現是困難的。
[0022] 以下將具體討論這些問題。
[0023] a.由二值化信號的脈寬波動引起的相位檢測誤差
[0024] 上面的圖11所示的EX0R相位檢測器引起如下問題，即，信號A至信號D的脈寬的波動導致相位檢測誤差。
[0025] 圖13是由脈寬波動引起的相位檢測誤差的解釋性圖。具體地，圖13示出如下情況，即，在EX0R相位比較器中，當相位彼此一致并且脈寬彼此不同的信號被輸入作為信號 (A+C)以及信號（B+D)時，則出現錯誤的相位檢測。假定，雖然信號（A+C)本來應當提供由圖中虛線所表示的波形，但由于脈寬波動的出現，信號（A+C)提供了由圖中的實線所表示的波形。在這種情況下，如圖中的"相位比較器輸出"所示，最終的相位比較結果表示：帶有長脈寬的信號的相位超前。例如，在出現物鏡偏移或由于一些其他原因而出現光斑的位置偏移的情況下，脈寬波動持續地出現。在這個階段，即使在下游使用LPF(低通濾波器）來執行平滑化，也不能避免尋軌誤差信號的波動出現。
[0026] b.由二值化信號的抖動引起的相位檢測誤差
[0027] 如圖14所示，存在被稱作邊緣檢測相位比較器的相位比較器。例如，專利文獻2 也公開了邊緣檢測相位比較器。在邊緣檢測相位比較器中，即使出現了上面[a]部分所指出的脈寬波動，因脈寬波動而產生的輸出也是正負脈沖輸出。因此，下游LPF的平滑化能夠抵消該影響。
[0028] 應注意，邊緣檢測相位比較器引起如下問題，S卩，當抖動更多地出現在輸入信號之中的一個信號時，出現相位檢測誤差。
[0029] 圖15是由抖動造成的相位檢測誤差的解釋性圖。具體地，圖15示例性地示出了在本來應當具有相同的脈寬和相同的相位的信號（A+C)以及信號（B+D)之中，僅在信號（A+C) 偵拙現抖動時由邊緣檢測相位比較器獲取的相位比較器的輸出。
[0030] 例如，當相對于S/N劣化的信號輸出而發生物鏡偏移時，或當由于一些其他原因而發生激光光斑的位置偏移時，如圖所示，在輸入信號之中的一個信號中高頻度地發生抖動的情況能夠持續。一旦獲取到如圖所示的相位比較器的輸出，那么，即使在下游使用LPF 來執行平滑化也不能避免尋軌誤差信號的波動出現。
[0031] 在這里，如果抖動相似地發生在兩個輸入信號中，那么，雖然在相位檢測結果中沒有偏移，但本來應該被檢測到的相位差衰減了，并且作為結果，同樣發生了尋軌誤差的錯誤檢測。
[0032] 注意，這種關于抖動的問題同樣出現在使用EX0R相位比較器的情況下。具體地，在使用EX0R相位比較器的情況下發生抖動時，無法使用觸發器正確地執行相位超前/延遲的判斷，這導致無法通過使用LPF進行平滑化來處理的尋軌誤差信號的波動的發生。
[0033] c.關于回放信號頻率增大的問題
[0034] 為了實現如上面的圖10的C所示的尋軌誤差檢測技術，需要相位比較器高精度地輸出比通道時鐘更短的脈沖，以用于正確地檢測信號（A+C)以及信號（B+D)的邊緣位置之間的差。
[0035] 這里，例如，在以六倍速（sextuple-speed, 6x)回放BD時，作為最短標記長度的2T 信號頻率高達198MHz左右。換言之，傳統的相位比較器需要能夠正確地輸出如下脈沖的門元件，該脈沖的信號相位差的時間寬度遠短于這種2T信號的間隔。這里，如果門元件引起延遲和/或上升沿特征與下降沿特征之間的失衡，那么這最終導致偏移波動、振幅波動以及尋軌誤差信號的信噪比的降低。在還考慮到與溫度有關的波動以及固體不均勻性時高精度地確保高速響應是設計時的阻礙因素。
[0036] 此外，一些傳統的DH)尋軌誤差檢測電路采用在數字同步電路中處理二值化信號以檢測相位差的方法。這種情況下的相位比較器需要頻繁地以不小于通道時鐘的時鐘頻率進行操作。例如，假定當在上面提到的六倍速下的BD的條件下需要直接檢測2T信號周期的大約1/4的相移時，那么這種情況下的數字同步電路需要在至少400MHz的時鐘下進行操作。這是不小于普通讀通道操作時鐘的速度，并且其仍然能夠引起設計時的障礙因素。
[0037] d.根據凹坑深度產生的信號A和信號B之間以及信號C和信號D之間的相位差
[0038] 雖然本問題與上面的條目（1)至條目（4)并不相關，但其是從提出Dro方案以來一直正在解決的問題中的一個問題。
[0039] 上面的專利文獻1同樣提到了這個由凹坑深度引起的問題。具體地，該問題是由于光盤中形成的凹坑的深度而在信號A與信號B之間以及信號C與信號D之間出現相位差。
[0040] 如果不考慮該問題而執行信號A與信號C的模擬信號相加以及信號B與信號D的模擬信號相加，那么信號振幅衰減，這導致尋軌誤差的錯誤檢測。注意，為了解決該問題，專利文獻1提出例如在信號C與信號D側添加可變延遲電路的方法。
[0041] 鑒于上述問題而設計了本發明，且解決的問題在于能夠基于由于光學記錄介質的記錄密度增加而劣化的光接收信號來穩定地檢測尋軌誤差，并且此外，能夠解決由高回放速度引起的問題以及由凹坑深度引起的信號A與信號B之間以及信號C與信號D之間的相位差的問題。
[0042] 為了解決上述問題，在本發明中，針對光學記錄介質驅動裝置提出了以下構造。換言之，本發明的光學記錄介質驅動裝置包括利用光來照射光學記錄介質的光照射單元。此夕卜，還包括光接收單元，其接收來自所述光學記錄介質的反射光，在所述光接收單元中利用線方向分割線以及尋軌方向分割線分割地形成有第一區域、第二區域、第三區域以及第四區域這四個區域，所述線方向分割線在與所述光學記錄介質中形成的軌跡的長邊方向相對應的方向上延伸，所述尋軌方向分割線在與所述軌跡的短邊方向相對應的方向上延伸，所述第一區域和所述第二區域以及所述第三區域和所述第四區域分別被所述線方向分割線分割，所述第一區域和所述第四區域以及所述第二區域和所述第三區域分別被所述尋軌方向分割線分割，并且所述第一區域和所述第二區域以及所述第三區域和所述第四區域分別布置在以所述軌跡的前進方向為參照的上游側和下游側。此外，還包括二值化單元，其基于由所述光接收單元中的用于光接收的各個所述區域獲得的光接收信號來獲得二值化信號，以分別作為第一信號、第二信號、第三信號以及第四信號。此外，還包括延遲單元，其分別使所述第一信號、所述第二信號、所述第三信號以及所述第四信號延遲。此外，還包括：第一異或計算單元，其計算未經由所述延遲單元輸入的所述第一信號與經由所述延遲單元輸入的所述第三信號之間的異或；第二異或計算單元，其計算經由所述延遲單元輸入的所述第一信號與未經由所述延遲單元輸入的所述第三信號之間的異或；第三異或計算單元，其計算未經由所述延遲單元輸入的所述第二信號與經由所述延遲單元輸入的所述第四信號之間的異或；以及第四異或計算單元，其計算經由所述延遲單元輸入的所述第二信號與未經由所述延遲單元輸入的所述第四信號之間的異或。此外，還包括運算單元，其計算分別由所述第一異或計算單元和所述第三異或計算單元計算的異或的和與分別由所述第二異或計算單元和所述第四異或計算單元計算的異或的和之間的差。
[0043] 在這里，將由第一至第四異或計算單元計算的異或分別設置成〈1>、〈2>，〈3>以及〈4>。應當確認，〈1>是未經延遲的第一信號與經延遲的第三信號之間的異或，〈2>是經延遲的第一信號與未經延遲的第三信號之間的異或，〈3>是未經延遲的第二信號與經延遲的第四信號之間的異或并且〈4>是經延遲的第二信號與未經延遲的第四信號之間的異或。此夕卜，如上所述，第一與第二信號是布置在上游測的光接收區域的二值化信號。另一方面，第三與第四信號是布置在下游測的光接收區域的二值化信號。首先，假定，〈1>與〈3>的和以及〈2>與〈4>的和不具有由各延遲單元實現的延遲，那么已知的是，這些和是相同的信號且均為"第一和第三信號之間的異或與第二和第四信號之間的異或的和"。如后面提到的，基于"第一與第三信號之間的異或與第二與第四信號之間的異或的和"的信號，在追蹤軌跡中心時，傾向于取其最小值，并且當離軌時（不考慮其方向），傾向于隨著離軌大小而增加其增幅（參照圖5中信號〈5>)。具體地，在軌跡中心處，該信號取其最小值，并且在軌跡中心之間的中點，該信號取其最大值。僅就其相位的形式來說，相對于理想的尋軌誤差信號，上述信號是具有90度的偏移（超前）的信號。以下，這種基于"第一和第三信號之間的異或與第二和第四信號之間的異或的和"的信號是指"跨軌跡信號"。這里，如上所述，第一和第二信號以及第二和第四信號分別是布置在上游測與下游側的光接收區域的二值化信號。考慮到這些，已知的是，由運算單元計算的〈1>與〈3>的和是使下游側的信號相對相同的跨軌跡信號（第一和第三信號之間的異或與第二和第四信號之間的異或的和）延遲的信號。同時，已知的是，由運算單元計算的〈2>與〈4>的和是使上游側的信號相對于相同的跨軌跡信號延遲的信號。關于相同的跨軌跡信號，當構成上述跨軌跡信號的下游側的信號被延遲時，可以使相位延遲對應于延遲時間的大小，并同時，當對上游側的信號賦予延遲時，則可以使相位超前對應于延遲時間的大小。在這個階段，恰當地設定延遲時間，以作為由運算單元計算的〈1>與〈3>的和的信號，從而獲得使跨軌跡信號的相位延遲90度的信號。同時，對于〈2>與〈4>的信號，可以獲得使跨軌跡信號的相位超前90度的信號。換言之，作為〈1>與〈3>的和的信號，可獲得與理想尋軌誤差信號的相位一致的信號。作為〈2>與〈4>的和的信號，可獲得與〈1>與〈3>的和的信號反相（S卩，與理想尋軌誤差信號相位相反）的信號。在這個階段，應注意，基于"第一和第三信號之間的異或與第二和第四信號之間的異或的和 "的信號（跨軌跡信號）以及與相位變化的信號相對應的〈1>和〈3>的和的信號以及〈2> 和〈4>的和的信號被疊加了由二值化信號因為記錄密度增加等而劣化引起的偏移（例如，參照圖5中的X)?？紤]到這一點，如上所述，在本發明中，計算了〈1>和〈3>的和與〈2>和〈4>的和之間的差。通過這樣做，可抵消偏移成分。結果，可獲得與理想的尋軌誤差信號的相位一致并且正確地表示出尋軌誤差的極性的信號。換言之，即使由記錄密度增加等引起二值化信號劣化，也能夠產生正確的尋軌誤差信號，并且能夠執行穩定的尋軌誤差檢測。
[0044] 這里，由于基于上述原因記錄密度的增加而出現脈寬波動、抖動等，傳統的DH)檢測電路趨向于遭受尋軌誤差檢測的精度的大幅下降。相反，在本發明中，脈寬波動、抖動等的影響表現為信號偏移（上述的疊加在〈1>和〈3>的和的信號以及〈2>和〈4>的和的信號上的偏移）。如上所述，由于在尋軌誤差信號的產生過程中抵消了偏移，所以能夠防止由脈寬波動、抖動等引起的尋軌誤差檢測精度的降低。相應地，能夠有效地避免發生上面的[a] 部分與[b]部分中的相位檢測誤差的問題。此外，在本發明中，由于無需與通道時鐘約同樣快的高速操作，能夠避免發生上面的[c]部分中回放信號頻率的增加引起的問題。此外，至于[d]部分中的由于凹坑深度而在信號A與B之間以及信號C與D之間分別引起的相位差的問題，在本發明中，不進行信號A與C的相加或信號B與D的相加中的任意一者，而是對 A與C之間的相位關系（第一信號與第三信號之間的相位關系）以及B與D之間的相位關系（第二信號與第四信號之間的相位關系）進行檢測。利用這種信息進行尋軌誤差檢測。通過這樣做，即使由凹坑深度引起信號A、B間以及信號C、D間出現相位差，也能夠正確地檢測尋軌誤差。
[0045] 發明的有益效果
[0046] 如上所述，根據本發明，能夠基于由于光學記錄介質的記錄密度的增加而劣化的光接收信號來執行穩定的尋軌誤差檢測。此外，能夠解決由增大的回放速度引起的問題。而且，也能夠解決由因為凹坑深度引起而在信號A、B之間以及信號C、D之間出現的相位差引起的錯誤檢測尋軌誤差的問題。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0047] 圖1是作為實施例的光學記錄介質驅動裝置的內部構造的框圖。
[0048] 圖2是根據實施例的光學記錄介質驅動裝置中包括的光接收單元的構造的解釋性圖。
[0049] 圖3是主要圖示了根據第一實施例的光學記錄介質驅動裝置中包括的尋軌誤差信號的生成系統的構造的框圖。
[0050] 圖4是將傳統的EX0R相位比較器的操作（圖4A)與根據實施例的EX0R電路的操作（圖4B)相比較的圖。
[0051] 圖5是示出了根據實施例產生的信號的波形的圖像的圖。
[0052] 圖6是解釋用于使用跨軌跡信號來實現尋軌伺服（tracking servo)的引入控制 (pull-in control)的構造的框圖。
[0053] 圖7是主要示出了根據第二實施例的光學記錄介質驅動裝置中包括的尋軌誤差信號生成系統的構造的框圖
[0054] 圖8示出了用于切換延遲時間/操作時鐘的具體處理程序的流程圖。
[0055] 圖9是示出了異步數字電路中的示例性實施的圖表。
[0056] 圖10是基于DH)方案的尋軌誤差檢測技術的解釋性圖。
[0057] 圖11是示例性地示出了傳統的相位比較器的圖表。
[0058] 圖12是由于光盤的記錄密度增加的信號劣化的具體模式的解釋性圖。
[0059] 圖13是由脈寬波動引起的相位檢測誤差的解釋性圖。
[0060] 圖14是邊緣檢測相位比較器的解釋性圖。
[0061] 圖15是由抖動引起的相位檢測誤差的解釋性圖。

【具體實施方式】
[0062] 下面，說明根據本發明的實施例。注意，以下面的順序進行說明。
[0063] 1.第一實施例
[0064] 1-1.回放裝置的整體構造
[0065] 1-2.尋軌誤差信號生成系統的構造
[0066] 1-3.實施例中的尋軌誤差信號
[0067] 1-4.使用跨軌跡信號的方法
[0068] 2.第二實施例
[0069] 3.變形例 [0070] 1.第一實施例
[0071] 1-1.回放裝置的構造
[0072] 圖1是示出了作為根據本發明的光學記錄介質的驅動裝置的實施例的回放裝置1 的內部構造的框圖。注意，在圖1中，僅主要示出用于回放裝置1的光盤D中所記錄的信號的回放系統與伺服系統（尋軌伺服以及聚焦伺服），并且省略了其他的部件。
[0073] 首先，在圖中示出的主軸電機（SPM) 2安裝在回放裝置1中所設置的轉臺（未示出）上的狀態下，根據預定的旋轉驅動方法，由主軸電機2驅動光盤D以使其旋轉。由未示出的主軸伺服電路來執行主軸電機2的旋轉控制。
[0074] 這里，假設根據實施例的光盤D為回放專用ROM光盤，并且具體地，諸如BD (藍光光盤：注冊商標）之類的高記錄密度光盤在例如后面提到的物鏡3的孔徑比NA大約為0. 85 以及激光波長大約為405nm的條件下進行回放。
[0075] 隨著光盤D被主軸電機2驅動而旋轉，圖中的光學拾取部0P讀取記錄信號。光學拾取部0P包括作為激光光源的激光二極管（未示出）、用于將來自激光二極管的激光聚集到光盤D的記錄面上以照射光盤D的物鏡3、以及檢測上述激光的來自光盤D的反射光的4 分割檢測器5。而且，設置了雙軸機構4,雙軸機構4以在尋軌方向以及聚焦方向上可位移的方式保持物鏡3。雙軸機構4包括尋軌線圈以及聚焦線圈。將來自后面提到的伺服電路 7的尋軌驅動信號TD以及聚焦驅動信號FD提供給尋軌線圈以及聚焦線圈，從而在尋軌方向以及聚焦方向上驅動物鏡3。需要確認的是，尋軌方向是形成于光盤中的軌跡的短邊方向。換言之，其是與光盤D的旋轉方向（軌跡的長邊方向）呈垂直關系的方向。此外，聚焦方向是朝向以及遠離光盤D的方向。
[0076] 這里，參照圖2來說明光學拾取部0P中的4分割檢測器5的檢測器（A、B、C以及 D)的布置。如圖2所示，這種情況下的4分割檢測器5的區域是由線方向分割線以及尋軌方向分割線進行分割而成的，從而形成四個檢測器A、B、C以及D，其中線方向分割線在與光盤上的軌跡的長邊方向相對應的方向上延伸，且尋軌方向分割線在與軌跡的短邊方向（徑向）相對應的方向上延伸。具體地，檢測器A至D提供了由檢測器A和檢測器B組成的群組以及由檢測器C和檢測器D組成的群組，并提供了由檢測器A和檢測器D組成的群組以及由檢測器B和檢測器C組成的群組，其中由檢測器A和檢測器B組成的群組以及由檢測器C和檢測器D組成的群組中的每個群組是通過使用線方向分割線進行劃分而獲得的，而由檢測器A和檢測器D組成的群組以及由檢測器B和檢測器C組成的群組中的每個群組是通過使用尋軌方向分割線進行劃分而獲得的。此外，雖然在圖中由單箭頭指出了光盤旋轉方向，但當根據作為參照的軌跡（凹坑行）隨著光盤D的旋轉而前進的方向來定義上游側與下游側時，檢測器A與檢測器B組成的群組是形成于上游側的群組，檢測器C與檢測器D 組成的群組是位于下游側的群組。應當確認的是，上游側是指凹坑先到達的那一側。
[0077] 返回圖1進行說明，4分割檢測器5獲得的光接收信號被提供給矩陣電路6。矩陣電路6基于光接收信號來生成回放信號RF、尋軌誤差信號TES以及聚焦誤差信號FES。此夕卜，在本例中，矩陣電路6也生成跨軌跡信號CTS。注意，以下重新說明矩陣電路6中的生成系統的構造，特別是尋軌誤差信號TES以及跨軌跡信號的生成系統的構造。
[0078] 矩陣電路6生成的尋軌誤差信號TES、聚焦誤差信號FES以及跨軌跡信號CTS被提供給伺服電路7。伺服電路7對尋軌誤差信號TES以及聚焦誤差信號FES中每者執行諸如用于相位補償等的濾波和回路增益處理之類的預定操作，以生成尋軌伺服信號TS以及聚焦伺服信號FS。然后，伺服電路7基于尋軌伺服信號TS以及聚焦伺服信號FS來生成尋軌驅動信號TD以及聚焦驅動信號FD，以將這些信號提供給光學拾取部0P中的雙軸機構4的尋軌線圈以及聚焦線圈。
[0079] 這里，伺服電路7執行以上的操作，從而上述4分割檢測器5、矩陣電路6、伺服電路7以及雙軸機構4形成了尋軌伺服回路以及聚焦伺服回路。尋軌伺服回路與聚焦伺服回路的形成使照射光盤D的激光光斑追蹤形成在光盤D中的軌跡（凹坑行）并且使聚焦狀態 (焦點對準狀態）得到正確保持。
[0080] 此外，響應于來自后面提到的控制器13的軌跡跳躍指令，伺服電路7關斷尋軌伺服回路，并輸出作為上面提到的尋軌驅動信號TD的跳躍脈沖，從而執行軌跡跳躍操作。此夕卜，在如上的軌跡跳躍等之后，伺服電路7還執行引入控制，以用于開啟尋軌伺服回路并再次執行尋軌伺服控制。注意，將在下面重新說明伺服電路7中的用于引入尋軌伺服的構造。
[0081] 此外，伺服電路7基于控制器13的訪問執行控制來生成滑板驅動信號SD，并且驅動圖中的滑板機構SLD。（在圖中省略了細節的）滑板機構SLD具有由保持光學拾取部0P 的主軸、滑板電機、傳動齒輪等構成的機構，并且響應于滑板驅動信號SD來驅動滑板電機，使得光學拾取部0P執行必要的滑動運動。此外，伺服電路7還生成作為尋軌誤差信號TES 的低頻成分獲得的滑板誤差信號SE，并且基于滑板誤差信號SE生成并輸出滑板驅動信號 SD，從而執行所謂的滑板伺服控制。
[0082] 矩陣電路6生成的回放信號RF被輸入到鎖相環（phase locked loop, PLL)電路 12, PLL電路12根據回放信號RF生成系統時鐘SCL。由PLL電路12生成的系統時鐘SCL 被提供給需要的部件作為操作時鐘。
[0083] 此外，由矩陣電路6產生的回放信號RF被分支，且還被提供給均衡器（EQ)8。然后，被均衡器8執行了波形形成（waveform forming)的回放信號RF被提供給維特比 (Viterbi)解碼器9。均衡器8以及維特比解碼器9使用基于所謂的PRML(Partial Response Maximum Likelihood,局部響應最大似然）的位檢測方法來執行二值化處理。換言之，上述的均衡器8執行波形形成處理，以獲取適合于PR類的維特比解碼器9的回放信號RF。然后，維特比解碼器9根據已經如上地進行過波形形成的回放信號RF來執行基于維特比檢測方法的位檢測，從而獲取回放數據信號（二值化信號）DD。
[0084] 由維特比解碼器9獲取的回放數據信號DD被輸入到解調器10。調制器10執行處理，以對作為1?1^(1，7)--(?31'；^7口代861^6/^1'〇11；[13；[1：(奇偶校驗保護/禁止）；1?1^:1?1111 Length Limited(限制游程長度））調制數據而獲取的回放數據信號DD進行解調。然后，將已經如上進行過RLL (1，7) PP解調的數據提供給ECC模塊11以進行誤差糾正處理以及去交錯（deinterleave)處理等。由此，獲得了光盤D所記錄的數據的回放數據。
[0085] 控制器13例如由包括CPU (中央處理單元）、R0M(只讀存儲器）以及RAM(隨機存取存儲器）等的微型計算機構成，并且例如通過執行根據存儲在諸如ROM之類的預定存儲裝置中的程序的處理來完全地控制回放裝置1。例如，控制器13執行如上所述的軌跡跳躍指令，并且使伺服電路7執行用于實現軌跡跳躍操作的操作。此外，例如當要讀取在光盤D 中的預定地址處記錄的數據時，控制器13將該地址作為目標，并執行對伺服電路7的搜索操作控制。換言之，控制器13指示伺服電路8并使其執行將預定地址作為目標的操作以及由光學拾取部0P形成的光斑的移動。
[0086] 1-2.尋軌誤差信號生成系統的構造
[0087] 接著，使用圖3的框圖來說明生成系統的構造，特別是圖1所示的矩陣電路6中的尋軌誤差信號TES的生成系統的構造。注意，圖3中還示出了形成于矩陣電路6中的用于跨軌跡信號CTS的生成系統以及圖1所示的4分割檢測器5。
[0088] 在矩陣電路6中，尋軌誤差信號TES的生成系統包括圖中的I/V轉換放大器15A至 15D、BPF (帶通濾波器）16A至16D、二值化電路17A至17D、緩沖器18A至18D、延遲電路19A 至19D、EX0R(EX-0R:異或）電路20-1至20-4、運算單元21以及LPF(低通濾波器）22。跨軌跡信號CTS的生成系統與尋軌誤差信號TES的生成系統共用I/V轉換放大器15A至15D、 BPF 16A至16D、二值化電路17A至17D以及緩沖器18A至18D，且跨軌跡信號CTS的生成系統還包括EX0R電路23-AC、EX0R電路23-BD以及BPF 25。
[0089] 在圖3中，來自檢測器A的光接收信號被輸入到I/V轉換放大器15A。相似地，來自檢測器B的光接收信號被輸入到I/V轉換放大器15B，來自檢測器C的光接收信號被輸入至IJ I/V轉換放大器15C，并且來自檢測器D的光接收信號被輸入到I/V轉換放大器15D。這些I/V轉換放大器15將輸入的光接收信號轉換成電壓信號。
[0090] 來自I/V轉換放大器15A的輸出信號被輸入到BPF 16A，來自I/V轉換放大器15B 的輸出信號被輸入到BPF 16B，來自I/V轉換放大器15C的輸出信號被輸入到BPF 16C，并且來自I/V轉換放大器1?的輸出信號被輸入到BPF 16D。這些BPF 16使輸入信號中包含的DC成分以及超過回放信號頻率的噪聲成分衰減。
[0091] 這里，在實施例中，如后所述，由于允許超過（后面提到的）同步電路模塊的操作時鐘的輸入信號頻率，所以BPF 16不需要具備作為抗鋸齒（anti-aliasing)濾波器的效果。此外，如后所述，根據實施例的尋軌誤差檢測技術，由于可以增強抖動容限，所以不需要增大短標記長度信號的振幅以防止抖動的EQ特性。
[0092] 來自BPF 16A的輸出信號被輸入到二值化電路17A，來自BPF 16B的輸出信號被輸入到二值化電路17B，來自BPF 16C的輸出信號被輸入到二值化電路17C，并且來自BPF 16D 的輸出信號被輸入到二值化電路17D。這些二值化電路17包括比較器，并執行輸入信號的二值化。注意，在本實施例的情況下，二值化電路17中包括的比較器不需要采用用于抑制抖動的遲滯比較器（hysteresis comparator)。
[0093] 下面，〃信號A〃代表二值化電路17A獲取的二值化信號，并且〃信號B〃代表二值化電路17B獲取的二值化信號。相似地，"信號C"代表二值化電路17C獲取的二值化信號，并且〃信號D〃代表二值化電路17D獲取的二值化信號。
[0094] 這里，圖中的由虛線包圍并且位于二值化電路17的下游的模塊是根據共同的操作時鐘進行操作的同步電路模塊。
[0095] 來自二值化電路17A的信號A被輸入到緩沖器18A，來自二值化電路17B的信號B 被輸入到緩沖器18B，來自二值化電路17C的信號C被輸入到緩沖器18C，并且來自二值化電路17D的信號D被輸入到緩沖器18D。這些緩沖器18執行用于同步的緩沖。
[0096] 已通過緩沖器18A的信號A被輸入到EX0R電路20-1，并且還經由延遲電路19A被輸入到EX0R電路20-2。此外，已通過緩沖器18C的信號C被輸入到EX0R電路20-2,并且還經由延遲電路19C被輸入到EX0R電路20-1。換言之，未經延遲的信號A與經延遲的信號 C被輸入到EX0R電路20-1，并且經延遲的信號A與未經延遲的信號C被輸入到EX0R電路 20-2。
[0097] 此外，已通過緩沖器18B的信號B被輸入到EX0R電路20-3,并且還經由延遲電路 19B被輸入到EX0R電路20-4。此外，已通過緩沖器18D的信號D被輸入到EX0R電路20-4，并且還經由延遲電路19D被輸入到EX0R電路20-3。換言之，未經延遲的信號B與經延遲的信號D被輸入到EX0R電路20-3,并且經延遲的信號B與未經延遲的信號D被輸入到EX0R 電路20-4。
[0098] EX0R電路20-1計算從緩沖器18A輸入的信號A與經由延遲電路19C輸入的信號 C之間的異或。此外，EX0R電路20-2計算經由延遲電路19A輸入的信號A與從緩沖器18C 輸入的信號C之間的異或。
[0099] EX0R電路20-3計算從緩沖器18B輸入的信號B與經由延遲電路19D輸入的信號 D之間的異或。此外，EX0R電路20-4計算經由延遲電路19B輸入的信號B與從緩沖器18D 輸入的信號D之間的異或。
[0100] 以下，〈1>代表由EX0R電路20-1計算的異或，并且〈2>代表由EX0R電路20-2計算的異或。此外，〈3>代表由EX0R電路20-3計算的異或，并且〈4>代表由EX0R電路20-4 計算的異或。
[0101] 由EX0R電路20-1獲得的信號〈1>、由EX0R電路20-2獲得的信號〈2>、由EX0R電路20-3獲得的信號〈3>以及由EX0R電路20-4獲得的信號〈4>被輸入到運算單元21?；?于這些輸入信號，運算單元21計算〃〈1>和〈3>的和與〈2>和〈4>的和之間的差〃。具體地，計算：（<1>+〈3>) - (<2>+〈4>)。
[0102] 利用運算單元21的計算獲得的信號經由LPF 22被輸出，以作為上面提到的尋軌誤差TES。
[0103] 此外，在本例中，與尋軌誤差信號TES-起還產生了跨軌跡信號CTS。具體地，利用來自緩沖器18A至18D的輸出來產生跨軌跡信號CTS。
[0104] 來自緩沖器18A的輸出信號以及來自緩沖器18C的輸出信號被輸入到EX0R電路 23-AC，并且來自緩沖器18B的輸出信號以及來自緩沖器18D的輸出信號被輸入到EX0R電路 23-BD。
[0105] EX0R電路23-AC計算從緩沖器18A輸入的信號A與從緩沖器18C輸入的信號C之間的異或，并且EX0R電路23-BD計算從緩沖器18B輸入的信號B與從緩沖器18D輸入的信號D之間的異或。來自EX0R電路23-AC的異或與來自EX0R電路23-BD的異或被輸入到運算單元24。
[0106] 運算單元24計算由EX0R電路23-AC獲得的異或與由EX0R電路23-BD獲得的異或的和。由運算單元24獲得的這些異或的和經由BPF 25被輸出，以作為跨軌跡信號CTS。
[0107] 注意，以下，〈5>代表由運算單元24計算的和信號（信號A與信號C之間的異或與信號B與信號D之間的異或的和的信號）。
[0108] 在這里，說明了根據實施例的尋軌誤差信號生成系統中的操作時鐘（與跨軌跡信號生成系統中的相同）。在本實施例中，使用與通道時鐘異步的時鐘作為尋軌誤差信號生成系統與跨軌跡信號生成系統的操作時鐘。此外，只要滿足后面提到的條件，那么可上述操作時鐘的頻率配置成低于通道時鐘的頻率。
[0109] 圖4是用于比較傳統EX0R相位比較器（圖4的A)的操作與根據實施例的EX0R 電路（圖4的B)的操作的圖表。首先，在圖4的A所示的傳統EX0R相位比較器的情況下，其以與通道時鐘的頻率大約相同的相對高的頻率進行操作，并且利用EX0R電路來檢測信號（A+C)以及 /[目號（B+D)之間的相位差。
[0110] 上面的傳統相位比較器提供的作為來自EX0R電路的輸出的信號具有取決于距軌跡中心的誤差量的脈寬，即，具有PWM(脈寬調制）方式下的特性。
[0111] 另一方面，在本實施例的情況下，如圖4的B所示，操作時鐘與通道時鐘異步，并且在本例中，其頻率遠低于通道時鐘的頻率。圖4的B示出了圖3所示的同步電路模塊（虛線部分）的操作時鐘、信號A(或信號B)與信號C(或信號D)的波形的示例以及它們之間的異或之間的關系（來自EX0R電路23的輸出信號：未考慮延遲電路19造成的延遲）。在本實施例的情況下，由于當光斑位于軌跡中心時，兩個輸入信號的相位彼此一致，所以來自 EX0R電路的輸出理想地為〃0〃（如后所述，由于增加的記錄密度而在輸入信號之間出現偏移，所以實際上不為"〇")。另一方面，在光斑從軌道中心偏移時，相位差在輸入信號之間出現，并且按照基于操作時鐘的時序被檢測，這使得來自EX0R電路的輸出是〃1〃。這里，即使當使用異步操作時鐘時，距軌跡中心的誤差越大，輸入信號間的相位差被檢測到的可能性也越高。于是，距軌跡中心的誤差越大，來自EX0R電路的輸出信號的結果為"1"的頻率增加得越多。換言之，距軌跡中心的誤差越小，來自EX0R電路的輸出為〃0〃的頻率增加得越多。
[0112] 如上，傳統相位比較器呈現出PWM方式下的特性，而在本實施例中，獲得了其脈沖密度根據距軌跡中心的誤差量而改變的信號，即，具有PDM(脈沖密度調制）方式下的特性。
[0113] 1-3.實施例中的尋軌誤差信號
[0114] 下面，基于上述前提來說明根據實施例的尋軌誤差信號TES。為了理解根據實施例的尋軌誤差信號TES，首先對跨軌跡信號CTS進行說明。
[0115] 如基于上面的說明所理解的那樣，跨軌跡信號CTS是與從緩沖器18A輸入的信號 A和從緩沖器18C輸入的信號C之間的異或與從緩沖器18B輸入的信號B和從緩沖器18D 輸入的信號D之間的異或的和相對應的信號。換言之，跨軌跡信號CTS對應于未經延遲的信號A和信號C之間的異或與未經延遲的信號B和信號D之間的異或的和。
[0116] 這里，根據實施例的尋軌誤差信號TES是與"未經延遲的A信號和經延遲的C 信號之間的異或與未經延遲的B信號和經延遲的D信號之間的異或的和（上面提到的〃〈1>+〈3>〃）"與"經延遲的A信號和未經延遲的C信號之間的異或與經延遲的B信號與未經延遲的D信號之間的異或的和（〃〈2>+〈4>〃）"之間的差相對應的信號。
[0117] 考慮到這一點，已知的是，跨軌跡信號CTS對應于從用于構成尋軌誤差信號TES的〃〈1>+〈3>〃和〃〈2>+〈4>〃中的信號排除延遲。
[0118] 這里，圖5示出了在實施例中形成的信號的波形的圖像，其包括信號A和C之間的異或與信號B和D之間的異或的和的信號（<5>，對應于跨軌跡信號CTS)。具體地，圖5按從上到下的順序示出了當光斑沿光盤D的徑向移動時所獲得的尋軌誤差信號TES的波形 (理想波形）、信號〈5>的波形、信號〃〈1>+〈3>〃的波形、信號〃〈2>+〈4>〃的波形以及信號 (<1>+〈3>)-(〈2>+〈4>)的波形各自的圖像。注意，圖中的信號〈5>、〃〈1>+〈3>〃、〃〈2>+〈4>〃以及（<1>+〈3>)-(〈2>+〈4>)的波形表示各自平均化的波形。
[0119] 首先，作為前提，如圖最上面的部分所示，理想的尋軌誤差信號TES的振幅水平隨著其從軌跡中心（作為參照）離開而在離開軌跡中心（由圖中的TC表示）的方向上正/ 負振蕩。這里，在這里的說明中，作如下假設，理想地，當尋軌誤差信號TES也在軌跡中心CT 之間的中點（由圖中的Ct-t表示）處與零水平交叉時，軌跡中心CT經歷從負到正的零交叉，并相反地，中點Ct-t經歷從正到負的零交叉。
[0120] 如圖所示，與跨軌跡信號CTS相對應的信號〈5>趨向于在軌跡中心CT處取其最小值，在中點Ct-t處取其最大值，并且其振幅隨著距軌跡中心CT的誤差變大而變大。上面的信號〈5>僅在其相位方面與尋軌誤差信號TES存在偏移90度（超前90度）的關系。
[0121] 在這里，關注信號〈5>有關的軌跡中心CT。當獲得了未受由增加的記錄密度等引起的劣化的影響的理想二值化信號（信號A、B、C以及D)時，由于這些信號在軌跡中心CT 處是相同的信號，所以振幅水平應當是〃〇〃。然而實際上，由于諸如上面提到的抖動、脈寬波動以及局部信號缺失之類的二值化信號劣化的影響，在軌跡中心CT處，信號〈5>不再精確地為"0"，這導致圖中的由"X"表示的DC偏移。根據二值化信號的劣化程度，偏移X的水平增加或減小。
[0122] 此外，由于二值化信號的劣化的影響以及具有相位差的信號A+C和信號B+D的影響，信號〈5>的底部具有鍋底形。因此，即使假設采用用于計算信號〈5>的最低水平的技術，也不能準確地檢測軌跡中心CT。換言之，很難單獨地使用跨軌跡信號CTS進行尋軌誤差檢測。
[0123] 為了獲得理想的尋軌誤差信號TES，那么將信號〈5>的相位延遲90度并且將其偏移X從其移除即可。相應地，在本實施例中，生成了通過延遲信號C和D而成的信號〃〈1>+〈3>〃以及通過延遲信號A和B而成的信號〃〈2>+〈4>〃，并計算上述兩者之間的差，即， (<1>+〈3>)-(〈2>+〈4>)，其中信號A和C以及信號B和D用于構成信號〈5>。
[0124] 在這里，參照上面的圖2,明顯可見，信號C與D是來自布置在下游側的檢測器的信號，并且信號A與B是來自布置在上游側的檢測器的信號?？紤]到這一點，已知的是，信號〃〈1>+〈3>〃是通過延遲與信號〈5>有關的下游側信號C與D而成的信號，并且〃〈2>+〈4>〃是通過延遲與信號〈5>有關的上游側信號而成的信號。
[0125] 當構成相同信號〈5>的下游側信號被延遲時，可以使其相位延遲與延遲時間相對應的量。另一方面，當上游側信號被延遲時，可以使其相位超前與延遲時間相對應的量。適當地配置延遲時間，可以獲得使信號〈5>的相位延遲90度的信號，以用于信號〃〈1>+〈3>〃，并且同時，可以獲得使信號〈5>的相位超前90度的信號，以用于信號〃〈2>+〈4>〃。換言之，可以獲得其相位與理想尋軌誤差信號TES的相位一致的信號，以作為信號〃〈1>+〈3>〃，且可以獲得其相位與理想尋軌誤差信號TES的相位相反的信號，作為信號〃〈2>+〈4>〃。
[0126] 如上，在本實施例中，計算（<1>+〈3>)-(〈2>+〈4>)以作為〃〈1>+〈3>〃與〃〈2>+〈4>〃之間的差。如圖所示，信號（<1>+〈3>)-(〈2>+〈4>)的相位與理想尋軌誤差信號TES的相位一致，并且其DC偏移X已被去除。結果，獲得了大體上與理想尋軌誤差TES相同的信號。
[0127] 這里，對于實現上述的尋軌誤差檢測技術，延遲電路19有關的延遲量（延遲時間）是重要的。可按照如下方式配置延遲量即可。換言之，在這種情況下的延遲量基本上可以配置成〃出現在軌跡中心CT與中點ct-t之間的信號偏移時間的一半的時間〃即可。通過如上地配置延遲時間，能夠實現如上所述的90度相移。
[0128] 應注意，根據二值化信號的劣化程度，期望小的延遲量。具體地，由經驗已知，在延遲量為小的情況下，信號〃〈1>+〈3>〃與〃〈2>+〈4>〃的DC偏移趨向于減小，而其AC振幅趨向于增大。因此，考慮到這一點，期望將延遲量配置成稍短于〃在軌跡中心CT與中點Ct-t之間出現的信號偏移時間的一半的時間"。
[0129] 當實際上確認了操作時，即使在延遲量相對于與"在軌跡中心CT與中點Ct-t之間出現的信號偏移時間的一半的時間"相對應的延遲量以大約±3dB波動的情況下，也不會使尋軌誤差信號TES的振幅較大地衰減。此外，在兩倍延遲量或一半延遲量的條件下測量軌誤差信號TES的情況下，盡管振幅出現大的衰減，但即使在這種情況下，可以確認的是尋軌誤差信號TES中的零交叉的部分仍保持在軌跡中心CT上。
[0130] 這里，為了確認，補充了〃在軌跡中心CT與中點Ct-t之間出現的信號偏移時間的一半的時間"。首先，作為前提，當光斑處在軌跡中心CT的中點ct-t時，信號（A+C)與信號 (B+D)之間的相位差處于其最大值。這個階段的相位差被設置成最大相位差Amax?？梢?基于諸如軌跡間距、光斑大小、光盤D的旋轉速度（線速度）以及線密度等等之類的光學條件來計算最大相位差Λ max具有多大的近似值（見下面的參考文獻1)。
[0131] 參考文獻 1 :JP H7-296395A
[0132] 〃在軌跡中心CT與中點Ct-t之間出現的信號偏移時間的一半的時間〃是指與最大相位差A max的1/2相對應的時間。例如，在BD的情況下，軌跡間距大約為320nm，并由此軌跡中心CT與中點Ct-t之間的距離大約為160nm。當已知出現的信號（A+C)與信號 (B+D)之間的信號相位差（信號偏移時間）以與該160nm的錯誤尋軌相對應的方式出現時，則其一半的時間長度大約是應當配置的延遲時間。假設，最大相位差Λ max大約為2T，則延遲時間被配置成1T即可，即為最大相位差Amax的一半。
[0133] 注意，在本實施例中，延遲電路18根據上述操作時鐘進行操作。在這種情況下，作為操作時鐘需要滿足的條件，操作時鐘應當如上所述地與通道時鐘異步，且還需要滿足能夠獲得基于〃在軌跡中心CT與中點ct-t之間出現的信號偏移時間的一半的時間〃的延遲量的條件。
[0134] 順便一提，如基于上面的說明所理解，在本實施例中，獲得了具有PDM方式下的特性的信號，以作為由運算單元21計算出的（<1>+〈3>)-(〈2>+〈4>)。圖3所示的LPF 22對具有PDM方式下的特性的信號執行適當的LPF處理，這對于改進尋軌誤差檢測的精度來說是重要的。
[0135] 這里，通過設置LPF 22,獲得了對（以如上的PDM方式提取的）相位關系信息的積分效果。結果，可以降低各個脈沖中包括的誤差對尋軌誤差信號TES的影響，由此獲得準確的尋軌誤差檢測。
[0136] LPF 22的帶域應當被配置成至少小于如下帶域，該帶域對于實際執行伺服控制的下游模塊（伺服電路7)的操作時鐘來說具有抗鋸齒效果。在這個階段，LPF帶域可以在獲得所需伺服帶域的范圍內被配置得更低。由此，能夠增大積分效果，并且可以獲得更高質量的尋軌誤差信號TES。
[0137] 注意，為了在經LPF處理后的信號上正確地反映出輸入信號的所有信息，考慮到 LPF 22的位精度，期望LPF 22以如下方式實施：舍入誤差的影響為小。作為在BD的兩倍速（132MHz的通道時鐘）以及上述操作時鐘=50MHz的條件下的操作的實際確認結果，通過使用可被簡單地作為LPF 22實施的具有32位寄存器的位移型LPF，來獲得優良的尋軌誤差信號TES。
[0138] 如上所述，根據實施例的尋軌誤差檢測技術，即使當光盤D的記錄密度的增加引起脈寬波動、抖動等的發生時，其影響表現為信號偏移（在〈1>與〈3>的和信號與〈2>與〈4>的和信號之中的每者的偏移X)，并且在如上所述的尋軌誤差信號TES的生成處理中補償偏移，由此能夠防止由脈寬波動、抖動等引起的尋軌誤差檢測精度的劣化的情況的發生。結果，能夠有效地防止上面的[a]和[b]部分所指出的相位檢測誤差的問題的發生。換言之，能夠基于由于增加的記錄密度而劣化的光接收信號執行穩定的尋軌誤差檢測。
[0139] 此外，根據本實施例，由于不需要大約與通道時鐘一樣快的高速操作，也能避免發生由增加的回放信號頻率引起的上面[c]部分的問題。
[0140] 此外，關于[d]部分的由（因凹坑深度而）出現在A信號與B信號之間以及C信號與D信號之間的相位差所引起的問題，在本實施例中，不將信號A與信號C或信號B與信號D相加，而是檢測信號A與信號C之間（EX0R)以及信號B與信號D之間（EX0R)的相位關系，并且使用上述信息檢測尋軌誤差。通過這樣做，即使當信號A與信號B之間以及信號 C與信號D之間產生由凹坑深度所引起的相位差時，也能夠正確地檢測尋軌誤差。
[0141] 注意，應當確認的是，對于跨軌跡信號CTS，相似地，也不將信號A與信號C或信號 B與信號D相加，而是單獨地檢測信號A與信號C之間（EX0R)以及信號B與信號D之間 (EX0R)的相位關系，并且生成信號。因此，能夠防止凹坑深度所引起的信號誤差。
[0142] 在這里，在DPD (差分相位檢測）檢測電路之中，存在一些使用數字移相器的檢測電路。移相器根據輸入信號進行移相。為了實現上述目的，需要準確地檢測輸入信號的周期。高密度光盤高頻度地遭受諸如抖動、脈寬波動以及局部信號缺失之類現象，由此高頻度地引起移相器的錯誤操作。
[0143] 相反，在本實施例中，雖然在產生信號〃〈1>+〈3>〃以及〃〈2>+〈4>〃時執行了與相移相似的處理，但是該處理是由延遲電路18實現的。相應地，在本實施例中，并不需要使用移相器。因此，沒有出現由移相器所引起的問題。注意，如上所述，根據本實施例的延遲時間是根據諸如激光光斑直徑、軌跡間距、線密度以及倍速等各種條件確定的。因此，不需要如使用移相器的情況下的響應于輸入信號的動態控制。
[0144] 此外，一些最近的DPD檢測電路使用用于后續處理的多位ADC(A/D轉換器）將信號A至D轉換成各個數字數據。在這種系統中，需要裝備僅一個用于讀取普通光盤驅動控制LSI (集成電路）中的通道的高速ADC以及兩到四個具有相同性能且專用于尋軌信號生成的高速ADC，這引起LSI的芯片面積的增加，并增加了功率消耗與成本。
[0145] 相反，在本實施例中，尤其不需要使用ADC進行信號A至信號D的數字轉換，這能夠防止發生這種問題。
[0146] 此外，例如，在使用乘法器式相位比較器的情況下，存在有一些如下DH)檢測系統，這些Dro檢測系統使用模擬AGC (自動增益控制）放大器，使得信號A至信號D的振幅彼此一致。此外，在采用用于抑制二值化信號中的抖動的遲滯比較器的情況下，存在有如下系統，該系統使用二到四個峰值/最低值保持電路來執行輸入信號的水平檢測以便始終配置合適的遲滯水平。這些系統中所使用的模擬電路在小型化的光盤LSI芯片中占據了大的面積，并且其功率消耗相對地大。為了使電路高速和高精度地操作，它們的設計是困難的。
[0147] 相反，在本實施例中，無需任何如上的模擬AGC放大器或遲滯比較器，這能夠防止發生上面的問題。
[0148] 1-4.使用跨軌跡信號的方法
[0149] 隨后，說明使用跨軌跡信號CTS的方法。這里，如上所述，在尋軌誤差信號TES的每個周期中，出現兩個零交叉點。在這些零交叉點之中，在代表實際軌跡中心CT的一個零交叉點（在圖5的示例中，從負到正的零交叉點）處，能夠穩定地應用尋軌伺服。
[0150] 然而，當光斑穿過軌跡的方向不明確時，僅基于尋軌誤差信號TES不能確定哪一個零交叉點代表實際的軌跡中心CT。
[0151] 如參照上面的圖5可知，跨軌跡信號CTS的振幅只在軌跡中心CT處具有最小值。通過利用該性質，能夠使用跨軌跡信號CTS來確定是否是真實的軌跡中心CT。
[0152] 具體地，在本例中，跨軌跡信號CTS被執行二值化。在已被二值化的跨軌跡信號 CTS為"0"的區間內，那么確定的是，在尋軌誤差信號TES中獲得的零交叉點代表實際的軌跡中心CT。反之，在為〃Γ的區間內，那么確定的是，在尋軌誤差信號TES中獲得的零交叉點不是實際的軌跡中心CT。
[0153] 在本例中，示例性地說明了例如在引入尋軌伺服時相應地執行這種確定處理的情況。
[0154] 圖6是說明通過使用跨軌跡信號CTS來實現尋軌伺服的引入控制的構造的框圖。首先，從上面的圖3所示的LPF 22輸出的尋軌誤差信號TES被輸入到設置在伺服電路7中的Τ伺服濾波器30 (Τ是尋軌的縮寫）。Τ伺服濾波器30執行用于上述相位補償等的濾波、環路增益處理等以生成尋軌伺服信號TS。如圖所示，尋軌伺服信號被輸入到開關SW。
[0155] 此外，尋軌誤差信號TES也被輸入到圖中的引入控制單元32。來自上面的圖3所示的BPF 25的跨軌跡信號CTS在圖中的二值化電路31中已被執行二值化，并被輸入到引入控制單元32。此情況下的引入控制單元32通過選擇開關SW來實現尋軌伺服的引入。這種情況下的引入控制單元32也執行用于軌跡跳躍的跳躍脈沖的輸出以及制動脈沖（breaking pulse)的輸出。這些輸出脈沖被輸出到開關SW。
[0156] 引入控制單元32基于尋軌誤差信號TES與二值化后的跨軌跡信號CTS執行引入控制。具體地，引入控制單元32監視尋軌誤差信號TES以及二值化后的跨軌跡信號CTS的振幅。當滿足尋軌誤差信號TES的零交叉出現并且二值化后的跨軌跡信號CTS為"0"（處于低電平）的條件時，引入控制單元32使開關SW選擇尋軌伺服信號TS。換言之，響應于出現與軌跡中心之間的中點Ct-t相對應的軌誤差信號TES的零交叉并且光斑位置位于軌跡中心CT附近的狀態，執行尋軌伺服的引入。在這種構造中，能夠穩定地引入尋軌伺服。
[0157] 這里，執行這種控制，以例如作為滑板機構SLD執行長范圍搜尋以寬廣地驅動光學拾取部0P后的尋軌伺服的引入，或作為聚焦伺服引入之后的尋軌伺服的引入。
[0158] 此外，跨軌跡信號CTS也可以優選地被用于軌跡跳躍時的制動控制（braking control)。具體地，在制動控制時，期望實現準確的（穩定的）跳躍操作，其中光斑的移動方向是明顯的。在制動控制時，跨軌跡信號CTS也可以被優選地用于確定光斑的移動方向。
[0159] 這里，如基于上面的說明所理解，應當理解，在尋軌伺服的引入時、在軌跡跳躍操作時等，在穿過軌跡的條件下，獲得本例中所使用的跨軌跡信號CTS即可。鑒于此，僅通過上述的BPF 25就足以去掉由運算單元24輸出的信號〈5>的DC成分（偏移X)。注意，如有必要，可以設置偏移減法器電路來代替BPF 25,以產生保持了 DC成分（偏移X)的跨軌跡信號 CTS。
[0160] 2.第二實施例
[0161] 如基于上面的說明所理解，實施例中的被給予到信號A至D的延遲時間應當配置成其時間長度與光盤D的軌跡間距、光斑大小、旋轉速度（線速度）及其線密度等相一致。鑒于此，期望根據光盤D的介質類型（例如，BD、DVD或CD等的區別）以及根據即使在相同的介質類型的情況下的線速度來變化地配置延遲時間。因此，在第二實施例中，提出了變化地配置延遲時間的構造。
[0162] 圖7是示出作為第二實施例的尋軌誤差信號生成系統（包括跨軌跡信號生成系統）的構造的框圖。注意，在圖7中，用相同的符號標記與上面已經說明過的部件相同的部件，并省略其說明。在這種情況下，回放裝置（不包括控制器13)的整體構造與圖1所示的構造相同。
[0163] 如與上面的圖3的比較可見，根據第二實施例的尋軌誤差信號生成系統的構造與根據第一實施例的尋軌誤差信號生成系統相比具有如下差異：設置具有可變的延遲時間的延遲電路19Av、19Bv、19Cv以及19Dv來代替延遲電路19A、B、C以及D，并且增加了延遲時間/操作時鐘切換單元36。此外，在這種情況下，設置執行下面的圖8所示的處理的控制器 35來代替控制器13。
[0164] 這里，在本例中，延遲時間/操作時鐘切換單元36也執行操作時鐘（由虛線示出的同步電路模塊的操作時鐘）以及延遲時間的切換。可考慮如下方法，即，該方法將操作時鐘配置成具有與回放裝置能夠處理的最大倍速相對應的頻率的時鐘。然而，當根據倍速來配置操作時鐘時，期望如下情形：在數字電路的功率消耗方面，操作時鐘被最優化?？紤]到這一點，在本例中，也執行操作時鐘的切換。
[0165] 響應于來自控制器35的指示，延遲時間/操作時鐘切換單元36配置延遲電路 19Av至19Dv的延遲時間以及操作時鐘。
[0166] 用圖8的A及圖8的B所示的流程圖來說明控制器35切換延遲時間/操作時鐘的具體的處理程過程。圖8的A示出了根據光盤D的安放而執行的示例性處理過程。圖8B 示出了在安放光盤D之后線速度改變的情況下相應地執行的示例性處理過程。
[0167] 在圖8的A中，在步驟S101中，控制器35等待光盤D的安放。然后，當光盤D被安放時，在步驟S102中，確定光盤D的介質類型。例如，可以基于光盤的反射率的測量結果來確定介質類型。另外，也可以基于被記錄于光盤D中的介質類型識別信息的讀取來確定介質類型。
[0168] 在步驟S102中確定介質類型之后，在步驟S103中，使用與介質類型與線速度相對應的延遲時間以及操作時鐘，來指示延遲時間/操作時鐘切換單元36。
[0169] 這里，通過參照轉換表來配置與介質類型以及線速度相對應的延遲時間和操作時鐘頻率，其中轉換表是提前準備的，且用于表示上述參數之間的關系。對于轉換表，針對每個預期的介質類型與線速度的組合，計算延遲時間（大約是上面提到的"在軌跡中心CT與中點ct-t之間出現的信號偏移時間的一半的時間〃）以及用于實現延遲時間的操作時鐘頻率。將用于把上述參數彼此相關聯的信息存儲在由控制器35可讀的存儲器中。基于在步驟S102確定的介質類型的信息以及將要執行的回放操作時的倍速（線速度）信息，控制器 35從轉換表讀取對應的延遲時間和操作時鐘頻率的信息。控制器35指示延遲時間/操作時鐘切換單元36配置延遲時間及操作時鐘頻率。
[0170] 響應于步驟S103中的指示，延遲時間/操作時鐘切換單元36在延遲電路19Av至 19Dv中配置與介質類型與線速度相對應的延遲時間，并配置與介質類型與線速度相對應的操作時鐘。
[0171] 接著，在圖8的B中，在步驟S201中，控制器35等待線速度的改變。然后，當線速度改變時，在步驟S202中，與上面的步驟S103相似地，控制器35使用與介質類型與線速度相對應的延遲時間與操作時鐘來指示延遲時間/操作時鐘切換單元36。注意，應當確認的是，響應于上面的圖8的A的步驟S102的光盤D的安放，已經確定了介質類型。
[0172] 注意，當采用等角速度（Constant Angular Velocity, CAV)方法作為光盤D的旋轉控制方法時（當CLV格式的光盤被執行CAV回放時），由于在回放開始之后，線速度總是改變，所以在這種情況下，圖8的B所示的處理特別有效。
[0173] 3.變形例
[0174] 以上，已經說明了根據本發明的實施例，然而本發明不應限制于上述具體示例。例如，在上面的說明中，雖然與尋軌誤差信號TES (以及跨軌跡信號CTS)的操作相關的各個部件（緩沖器18、延遲電路19、EX0R電路20、23)以示例方式被配置成在相同的操作時鐘下來操作，即，進行同步操作。但也可以使這些與信號的操作相關的各個部件進行異步操作。
[0175] 圖9是示例性地示出了異步數字電路的具體實現的圖表。附圖的示例示出了通過異步數字電路和模擬電路的組合來實現根據實施例的尋軌誤差信號TES的操作系統的構造的情況。在這種情況下，省略了用于同步的緩沖器18。信號A被輸入到EX0R電路20-Γ 以及延遲電路19A'，信號C被輸入到EX0R電路20-2'以及延遲電路19C'，信號B被輸入到 EX0R電路20-3'以及延遲電路19B'，并且信號D被輸入到EX0R電路20-4'以及延遲電路 19D'。來自延遲電路19A'的輸出被輸入到EX0R電路20-2'，來自延遲電路19C'的輸出被輸入到EX0R電路20-1'，來自延遲電路19B'的輸出被輸入到EX0R電路20-4'，并且來自延遲電路19D'的輸出被輸入到EX0R電路20-3'。
[0176] 此外，在跨軌跡信號CTS的生成系統中，信號A與信號C被輸入到EX0R電路 23-AC'，并且信號B與信號D被輸入到EX0R電路23-BD'。
[0177] 這里，EX0R 電路 21-Γ、21-2'、21-3'、21-4'、23-AC' 以及 23-BD' 輸出輸入信號間的各個異或，并且具有與圖3和圖7所示的EX0R電路中的其他部件不在共同的操作時鐘下操作的差異。此外，延遲電路19八'、198'、19(：'及190'與延遲電路194、8、(：及0相同，且同樣地將預定量的延遲給予輸入信號以輸出它們。但延遲電路19A'、19B'、19C'及19D'與延遲電路19A、19B、19C及19D的差異在于，前者不在共同的操作時鐘下操作。
[0178] 在這種情況下，來自EX0R電路21-Γ、21_2'、21_3'以及21-4'的輸出分別被輸入到圖中的LPF 22-1、21-2、21-3以及21-4,其中它們各自的后綴數字彼此對應。相似地，LPF 22-1至22-4執行與上述的LPF 22相似的LPF處理以對輸入信號執行平滑化。
[0179] 來自LPF 21-1至22-4的輸出在放大器40中以預定的方式被相加/相減。具體地，假設來自LPF 21-1的輸出是〈1>'，來自LPF21-2的輸出是〈2>'，來自LPF21-3的輸出是〈3>'并且來自LPF 22-4的輸出是〈4>'，為了獲得〃〈1>'+〈3>'〃與〃〈2>'+〈4>'〃之間的差，執行相加/相減運算（〈1>' +〈3>'）-(〈2>' +〈4>'）。
[0180] 來自放大器40的輸出在LPF41中經歷了 LPF處理（其考慮到用于下游側A/D轉換的抗鋸齒），并且在A/D轉換器42中受到A/D轉換以作為尋軌誤差信號TES被輸出。
[0181] 此外，在跨軌跡信號CTS的運算側，來自EX0R電路23-AC'的輸出被輸入到LPF 22-AC，并且來自EX0R電路23-BD'的輸出被輸入到LPF22-BD。基于與上面的LPF 22相同的LPF處理對這些輸出執行平滑化。然后，來自LPF 22-AC'以及LPF 22-BD'的輸出在放大器43中相加，并且在與上面的BPF 25'相似的BPF 25'中經歷濾波處理（除去DC成分）以作為跨軌跡信號CTS被輸出。注意，在使用上面的圖6說明的使用方法中，僅由二值化電路31來執行跨軌跡信號CTS的二值化即可。
[0182] 圖9示出的構造的優點包括：無需任何諸如緩沖器18之類的用于同步的電路結構，其與傳統的Dro檢測電路的實施模式相似，并在使用具有相對低的記錄密度的光盤d的共同電路來生成尋軌誤差信號TES(以及跨軌信號CTS)時是合適的。
[0183] 注意，雖然上述說明示例性地介紹了將本發明應用到僅能夠回放光盤D的回放裝置的情況，但本發明也可以被較好地應用到還能夠記錄光盤D的記錄/回放裝置。
[0184] 此外，也可如下配置本發明。
[0185] (1) 一種光學記錄介質驅動裝置，其包括：
[0186] 光照射單元，其對光學記錄介質執行光照射；
[0187] 光接收單元，其接收來自所述光學記錄介質的反射光，在所述光接收單元中利用線方向分割線以及尋軌方向分割線分割地形成有第一區域、第二區域、第三區域以及第四區域這四個區域，所述線方向分割線在與所述光學記錄介質中形成的軌跡的長邊方向相對應的方向上延伸，所述尋軌方向分割線在與所述軌跡的短邊方向相對應的方向上延伸，所述第一區域和所述第二區域以及所述第三區域和所述第四區域分別被所述線方向分割線分割，所述第一區域和所述第四區域以及所述第二區域和所述第三區域分別被所述尋軌方向分割線分割，并且所述第一區域和所述第二區域以及所述第三區域和所述第四區域分別布置在以所述軌跡的前進方向為參照的上游側和下游側；
[0188] 二值化單元，其基于由所述光接收單元中的用于光接收的各個所述區域獲得的光接收信號來獲得二值化信號，以分別作為第一信號、第二信號、第三信號以及第四信號；
[0189] 延遲單元，其分別使所述第一信號、所述第二信號、所述第三信號以及所述第四信號延遲；
[0190] 第一異或計算單元，其計算未經由所述延遲單元輸入的所述第一信號與經由所述延遲單元輸入的所述第三信號之間的異或；
[0191] 第二異或計算單元，其計算經由所述延遲單元輸入的所述第一信號與未經由所述延遲單元輸入的所述第三信號之間的異或；
[0192] 第三異或計算單元，其計算未經由所述延遲單元輸入的所述第二信號與經由所述延遲單元輸入的所述第四信號之間的異或；
[0193] 第四異或計算單元，其計算經由所述延遲單元輸入的所述第二信號與未經由所述延遲單元輸入的所述第四信號之間的異或；以及
[0194] 第一運算單元，其計算分別由所述第一異或計算單元和所述第三異或計算單元計算的異或的和與分別由所述第二異或計算單元和所述第四異或計算單元計算的異或的和之間的差，
[0195] 其中，所述第一異或計算單元至所述第四異或計算單元以及所述第一運算單元以與通道時鐘異步的方式操作。
[0196] (2)根據（1)的光學記錄介質驅動裝置，
[0197] 其中，在當伴隨所述光照射單元的光照射形成的光斑處于所述軌跡的中心之間的中點時將所述第一信號和所述第三信號的和信號與所述第二信號和所述第四信號的和信號之間的相位差作為最大相位差的情況下，在所述延遲單元中，設定與所述最大相位差的一半相對應的延遲時間。
[0198] (3)根據⑴或⑵的光學記錄介質驅動裝置，其包括：
[0199] 低通濾波器，其對所述第一運算單元的輸出信號執行平滑化。
[0200] (4)根據（1)至（3)中任一項的光學記錄介質驅動裝置，其包括：
[0201] 延遲控制單元，其變化地設定所述延遲單元的延遲時間。
[0202] (5)根據（4)的光學記錄介質驅動裝置，
[0203] 其中，所述延遲控制單元根據所述光學記錄介質的類型和線速度來變化地設定所述延遲單元的延遲時間。
[0204] (6)根據（1)至（5)中任一項的光學記錄介質驅動裝置，其包括：
[0205] 第五異或計算單元，其計算所述第一信號與所述第三信號之間的異或；
[0206] 第六異或計算單元，其計算所述第二信號與所述第四信號之間的異或；以及
[0207] 第二運算單元，其計算由所述第五異或計算單元和所述第六異或計算單元分別計算的異或的和，
[0208] 其中，所述第五異或計算單元和所述第六異或計算單元以及第二運算單元以與所述通道時鐘異步的方式操作。
[0209] 附圖標記說明
[0210] 1 回放裝置、 0P 光學拾取部、
[0211] SLD 滑板機構、 2 主軸電機、
[0212] 3 物鏡、 4 雙軸機構、
[0213] 5 4分割檢測器、 6 矩陣電路、
[0214] 7 伺服電路、 12 PLL電路、
[0215] 13,35 控制器、 15A至15D I/V轉換放大器、
[0216] 16A 至 16D BPF、 17A 至 17D 二值化電路、
[0217] 18A 至 18D 緩沖器、
[0218] 19A 至 19D、19Av 至 19Dv 延遲電路、
[0219] 20-1 至 20-4、20-1' 至 20-4'、23-AC、23-BD、23-AC' 及 23-BD' EX0R 電路、
[0220] 21、24 運算單元、
[0221] 22、22-1 至 22-4、22-AC、22-BD LPF 、
[0222] 25,25' BPF、 31 二值化電路、
[0223] 32 引入控制單元、
[0224] 36 延遲時間/操作時鐘切換單元、
[0225] 40、43 放大器、 D 光盤
【權利要求】
1. 一種光學記錄介質驅動裝置，其包括：光照射單元，其對光學記錄介質執行光照射；光接收單元，其接收來自所述光學記錄介質的反射光，在所述光接收單元中利用線方向分割線以及尋軌方向分割線分割地形成有第一區域、第二區域、第三區域以及第四區域這四個區域，所述線方向分割線在與所述光學記錄介質中形成的軌跡的長邊方向相對應的方向上延伸，所述尋軌方向分割線在與所述軌跡的短邊方向相對應的方向上延伸，所述第一區域和所述第二區域以及所述第三區域和所述第四區域分別被所述線方向分割線分割，所述第一區域和所述第四區域以及所述第二區域和所述第三區域分別被所述尋軌方向分割線分割，并且所述第一區域和所述第二區域以及所述第三區域和所述第四區域分別布置在以所述軌跡的前進方向為參照的上游側和下游側；二值化單元，其基于由所述光接收單元中的用于光接收的各個所述區域獲得的光接收信號來獲得二值化信號，以分別作為第一信號、第二信號、第三信號以及第四信號；延遲單元，其分別使所述第一信號、所述第二信號、所述第三信號以及所述第四信號延遲；第一異或計算單元，其計算未經由所述延遲單元輸入的所述第一信號與經由所述延遲單元輸入的所述第三信號之間的異或；第二異或計算單元，其計算經由所述延遲單元輸入的所述第一信號與未經由所述延遲單元輸入的所述第三信號之間的異或；第三異或計算單元，其計算未經由所述延遲單元輸入的所述第二信號與經由所述延遲單元輸入的所述第四信號之間的異或；第四異或計算單元，其計算經由所述延遲單元輸入的所述第二信號與未經由所述延遲單元輸入的所述第四信號之間的異或；以及第一運算單元，其計算分別由所述第一異或計算單元和所述第三異或計算單元計算的異或的和與分別由所述第二異或計算單元和所述第四異或計算單元計算的異或的和之間的差，其中，所述第一異或計算單元至所述第四異或計算單元以及所述第一運算單元以與通道時鐘異步的方式操作。
2. 根據權利要求1所述的光學記錄介質驅動裝置，其中，在當伴隨所述光照射單元的光照射形成的光斑處于所述軌跡的中心之間的中點時將所述第一信號和所述第三信號的和信號與所述第二信號和所述第四信號的和信號之間的相位差作為最大相位差的情況下，所述延遲單元中的延遲時間設定成與所述最大相位差的一半相對應。
3. 根據權利要求2所述的光學記錄介質驅動裝置，其包括：低通濾波器，其對所述第一運算單元的輸出信號執行平滑化。
4. 根據權利要求1所述的光學記錄介質驅動裝置，其包括：延遲控制單元，其變化地設定所述延遲單元的延遲時間。
5. 根據權利要求4所述的光學記錄介質驅動裝置，其中，所述延遲控制單元根據所述光學記錄介質的類型和線速度來變化地設定所述延遲單元的延遲時間。
6. 根據權利要求1所述的光學記錄介質驅動裝置，其包括：第五異或計算單元，其計算所述第一信號與所述第三信號之間的異或；第六異或計算單元，其計算所述第二信號與所述第四信號之間的異或；以及第二運算單元，其計算由所述第五異或計算單元和所述第六異或計算單元分別計算的異或的和，其中，所述第五異或計算單元和所述第六異或計算單元以及第二運算單元以與所述通道時鐘異步的方式操作。
7. -種尋軌誤差檢測方法，其包括：在光接收步驟中，通過光接收單元來接收用于照射光學記錄介質的光的反射光，在所述光接收單元中，利用線方向分割線以及尋軌方向分割線分割地形成有第一區域、第二區域、第三區域以及第四區域這四個區域，所述線方向分割線在與所述光學記錄介質中形成的軌跡的長邊方向相對應的方向上延伸，所述尋軌方向分割線在與所述軌跡的短邊方向相對應的方向上延伸，所述第一區域和所述第二區域以及所述第三區域和所述第四區域分別是被所述線方向分割線分割，所述第一區域和所述第四區域以及所述第二區域和所述第三區域分別被所述尋軌方向分割線分割，所述第一區域和所述第二區域以及所述第三區域和所述第四區域分別布置在以所述軌跡的前進方向為參照的上游側和下游側；在二值化步驟中，基于由所述光接收單元中的用于光接收的各個所述區域獲得的光接收信號獲得二值化信號，以分別作為第一信號、第二信號、第三信號以及第四信號；在延遲步驟中，分別延遲所述第一信號、所述第二信號、所述第三信號以及所述第四信號；在第一異或計算步驟中，計算未經由所述延遲步驟的延遲而被輸入的所述第一信號與經由所述延遲步驟的延遲而被輸入的所述第三信號之間的異或；在第二異或計算步驟中，計算經由所述延遲步驟的延遲而被輸入的所述第一信號與未經由所述延遲步驟的延遲而被輸入的所述第三信號之間的異或；在第三異或計算步驟中，計算未經由所述延遲步驟的延遲而被輸入的所述第二信號與經由所述延遲步驟的延遲而被輸入的所述第四信號之間的異或；在第四異或計算步驟中，計算經由所述延遲步驟的延遲而被輸入的所述第二信號與未經由所述延遲步驟的延遲而被輸入的所述第四信號之間的異或；以及在第一運算步驟中，計算在所述第一異或計算步驟和所述第三異或計算步驟中分別計算的異或的和與在所述第二異或計算步驟與所述第四異或計算步驟中分別計算的異或的和之間的差，其中，所述第一異或計算步驟至所述第四異或計算步驟以及所述第一運算步驟中的計算以與通道時鐘異步的方式執行。
【文檔編號】G11B7/09GK104145307SQ201380011843
【公開日】2014年11月12日申請日期:2013年1月17日優先權日:2012年3月6日
【發明者】鈴木雄一申請人:索尼公司

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