專利名稱：一種低輸出電壓紋波的功率因數校正變換控制方法及其裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及電力控制設備，尤其是DC-AC輔助實現低輸出電壓紋波的PFC變換器
工作方法及其裝置。
背景技術：
近年來，電力電子技術迅速發展，作為電力電子領域重要組成部分的電源技術逐漸成為應用和研究的熱點。開關電源以其效率高、功率密度高而確立了其在電源領域中的主流地位，但其通過整流器接入電網時會存在一個致命的弱點功率因數較低(一般僅為 0. 45 0. 75)，且在電網中會產生大量的電流諧波和無功功率而污染電網。抑制開關電源產生諧波的方法主要有兩種一是被動法，即采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或消除諧波；二是主動法，即設計新一代高性能整流器，它具有輸入電流為正弦波、諧波含量低以及功率因數高等特點，即具有功率因數校正功能。開關電源功率因數校正研究的重點，主要是功率因數校正電路拓撲的研究和功率因數校正控制集成電路的開發?，F有BucKBoost、 Buck-Boost等多種功率因數校正電路拓撲結構。功率因數校正控制集成電路負責檢測變換器的工作狀態，并產生脈沖信號控制開關裝置，調節傳遞給負載的能量以穩定輸出；同時保證開關電源的輸入電流跟蹤電網輸入電壓，實現接近于I的功率因數?？刂萍呻娐返慕Y構和工作原理由開關電源采用的控制方法決定。對于同一功率電路拓撲，采用不同的控制方法會對開關電源的穩態精度及動態性能等方面產生影響。傳統的有源功率因數校正變換器直流輸出電壓包含有二倍工頻紋波，若二倍工頻輸出電壓紋波被引入功率因數校正控制器中，會使功率因數校正變換器的輸入電流含有三次諧波電流成分，降低了功率因數校正變換器的輸入功率因數。因此傳統有源功率因數校正變換器的直流輸出電壓反饋控制環截止頻率低(一般僅為10 20Hz)，這嚴重影響功率因數校正變換器對負載變化的動態響應能力。此外，由于有源功率因數校正變換器的直流輸出電壓紋波較大，需在功率因數校正變換器輸出端接一個電容值很大的輸出電容后，還需要再接一個DC-DC變換器來提高負載直流輸出電壓的穩態精度和對負載變化的動態響應能力，使變換器設計成本高、效率低。

發明內容
本發明的目的是提供一種DC-AC輔助實現低輸出電壓紋波的PFC變換器工作方法，采用該方法可使單相PFC變換器輸出電壓紋波減小，并且其動態響應性能好，效率高， 抗干擾能力強，適用于各種拓撲結構的單相PFC變換器。本發明實現其發明目的，所采用的技術方案是一種開關電源的工作方法，其具體作法是單相功率因數校正變換器直流輸出電容的上端接負載的上端，單相功率因數校正變換器直流輸出電容的下端接單相逆變器交流輸出電容的上端，單相逆變器交流輸出電容的下端接負載的下端，同時負載的下端接地。單相功率因數校正控制器采樣單相功率因數校正變換器的電感電流、輸入電壓和負載直流輸出電壓，經過現有的PFC控制策略(乘法器控制策略、單周控制策略等)得到功率因數校正變換器的控制信號。單相逆變器的控制器采樣單相功率因數校正變換器的輸入電壓和負載電流得到單相逆變器的控制目標信號，單相逆變器的控制器同時采樣逆變器的交流輸出電壓，通過雙閉環控制等逆變器控制策略使逆變器的交流輸出電壓與功率因數校正變換器的直流輸出電壓紋波同幅值、反相位。各控制器的工作原理如下輸入電壓檢測電路VC1檢測單相PFC變換器TD的整流輸入電壓Vin，輸入電壓有效值檢測電路VC2檢測單相PFC變換器TD的整流輸入電壓有效值 Vrms,輸出電壓檢測電路VC3檢測負載R的直流輸出電壓V。，電感電流檢測電路IC1檢測單相 PFC變換器TD的電感電流Ip直流輸出電壓V。與直流參考電壓V1^ef的差值通過PI控制器補償后再乘以整流輸入電壓Vin作為除法器的一個輸入，除法器的另一個輸入為整流輸入電壓有效值Vmis的平方，除法器的輸出即為基準正弦電流IMf。電感電流L與基準正弦電流IMf的差值通過PI控制器補償后送入PWM發生器，得到單相PFC變換器TD的控制脈沖。輸入電壓檢測電路VC4檢測單相PFC變換器TD的交流輸入電壓Vin A。，輸出電流檢測電路IC2檢測負載R的電流I。，交流輸入電壓Vin A。經過倍頻電路DU倍頻后與負載電流I0相乘得到單相逆變器IN的控制參考電壓V^f。交流輸出電壓檢測電路VC5檢測單相逆變器 IN的交流輸出電壓V。AC，交流輸出電壓V。AC與控制參考電壓Vc_Mf的差值通過PI控制器補償后送入PWM發生器，得到單相逆變器IN的控制脈沖。與現有技術相比，本發明的有益效果是I、相對于已有的功率因數校正變換器，采用本發明的功率因數校正變換器處于穩態時，有效地減小了負載的直流輸出電壓紋波，有利于變換器整流濾波電路選用較小的輸出電容；2、采用本發明的功率因數校正變換器可提高輸出電壓反饋控制環的截止頻率，因此負載發生突變時，控制器能夠立即改變參考正弦電流，變換器可迅速進入新的穩態；3、采用發明的功率因數校正變換器無需后級的DC-DC變換器，僅需要一個小功率的直流輸出電壓紋波補償逆變器，提高了變換器整機的效率。本發明的另一目的是提供一種實現以上開關電源工作方法的裝置。本發明實現該發明目的所采用的技術方案是一種實現以上開關電源工作方法的裝置，由單相PFC變換器TD、單相逆變器IN和控制器組成。單相PFC變換器直流輸出電容的上端接負載的上端，單相PFC變換器直流輸出電容的下端接單相逆變器交流輸出電容的上端，單相逆變器交流輸出電容的下端接負載的下端，同時負載的下端接地?？刂破靼妷簷z測電路VCC、電流檢測電路1C、補償網絡CN、乘法器MU、除法器 DV、倍頻電路DU、邏輯比較電路LC和驅動電路DR。所述的輸出電壓檢測電路VC3與補償網絡CN1相連；輸入電壓檢測電路VC1與補償網絡CN1的輸出分別與乘法器MU1相連，輸入電壓有效值檢測電路VC2與乘法器MU2相連，乘法器MU1的輸出與乘法器MU2的輸出與分別與除法器DV相連，除法器DV的輸出與電感電流檢測電路IC1做差后與補償網絡CN2相連，補償網絡CN2的輸出與邏輯比較電路LC1相連后再與驅動電路DR1相連。所述的交流輸入電壓檢測電路VC4與倍頻電路DU相連，倍頻電路DU的輸出與負載電流檢測電路IC2分別與乘法器MU3相連，乘法器MU3的輸出與交流輸出電壓檢測電路VC5做差后與補償網絡CN3相連，補償網絡CN3的輸出與邏輯比較電路LC2相連后再與驅動電路DR2相連。采用以上裝置可以方便可靠地實現本發明以上方法。下面結合附圖和具體實施方式
對本發明作進一步詳細的說明。


圖I為本發明的系統結構框圖。圖2為本發明實施例一的電路結構示意圖。圖3a為本發明實施例一在穩態條件下輸出電壓的時域仿真波形圖。圖3b為本發明實施例一在穩態條件下輸入電壓的時域仿真波形圖。圖3c為本發明實施例一在穩態條件下輸入電流的時域仿真波形圖。圖3仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值V,ef = 400V、電感 L1 = ImH、電感 L2 = 0. 2mH、電容 C1 = C2 = 330uF、負載阻值 R = 160 Q ,單相 Boost PFC 變換器電壓控制環補償參數Kp = 152, K1 = 150，單相Boost PFC變換器電流控制環補償參數 Kp = 0. 7，K1 = 0. 65，單相全橋逆變器電壓控制環補償參數Kp = 100，K1 = 0. 5。圖4a為本發明實施例一在穩態條件下輸出電壓的時域仿真波形圖。圖4b為本發明實施例一在穩態條件下輸入電壓的時域仿真波形圖。圖4c為本發明實施例一在穩態條件下輸入電流的時域仿真波形圖。圖4仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值V,ef = 400V、電感 L1 = ImH、電感 L2 = 0. 2mH、電容 C1 = C2 = 330uF、負載阻值 R = 400 Q ,單相 Boost PFC 變換器電壓控制環補償參數Kp = 152, K1 = 150，單相Boost PFC變換器電流控制環補償參數 Kp = 0. 7，K1 = 0. 65，單相全橋逆變器電壓控制環補償參數Kp = 100，K1 = 0. 5。圖5a為傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在穩態條件下輸出電壓的時域仿真波形圖。圖5b為傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在穩態條件下輸入電壓的時域仿真波形圖。圖5c為傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在穩態條件下輸入電流的時域仿真波形圖。圖5仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值V,ef = 400V、電感 L1 = ImH、電容C1 = 330uF、負載阻值R= 160 Q，單相Boost PFC變換器電壓控制環補償參數1= 10.7,1= 10. 6，單相Boost PFC變換器電流控制環補償參數Kp = 0.7,K1 = 0.65。圖6a為傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在穩態條件下輸出電壓的時域仿真波形圖。圖6b為傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在穩態條件下輸入電壓的時域仿真波形圖。圖6c為傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在穩態條件下輸入電流的時域仿真波形圖。圖6仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值V,ef = 400V、電感 L1 = ImH、電容C1 = 330uF、負載阻值R = 400 Q，單相Boost PFC變換器電壓控制環補償參數1= 10.7,1= 10. 6，單相Boost PFC變換器電流控制環補償參數Kp = 0.7,K1 = 0.65。
圖7a為傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在穩態條件下輸出電壓的時域仿真波形圖。圖7b為傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在穩態條件下輸入電壓的時域仿真波形圖。圖7c為傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在穩態條件下輸入電流的時域仿真波形圖。圖7仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值V,ef = 400V、電感 L1 = ImH、電容C1 = 330uF、負載阻值R= 160 Q，單相Boost PFC變換器電壓控制環補償參數Kp = 152，K1 = 150，單相Boost PFC變換器電流控制環補償參數Kp = 0. 7，K1 = 0. 65。圖8a為傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在穩態條件下輸出電壓的時域仿真波形圖。圖8b為傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在穩態條件下輸入電壓的時域仿真波形圖。圖8c為傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在穩態條件下輸入電流的時域仿真波形圖。圖8仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值V,ef = 400V、電感 L1 = ImH、電容C1 = 330uF、負載阻值R = 400 Q，單相Boost PFC變換器電壓控制環補償參數Kp = 152，K1 = 150，單相Boost PFC變換器電流控制環補償參數Kp = 0. 7，K1 = 0. 65。圖9為本發明實施例一在負載變化(負載在0. 5s時刻由0. 4KW躍變至1KW)時變換器輸出電壓的仿真波形圖。圖9仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值V,ef = 400V、電感 L1 = ImH、電感L2 = 0. 2mH、電容C1 = C2 = 330uF,單相Boost PFC變換器電壓控制環補償參數Kp= 152, K1 = 150，單相Boost PFC變換器電流控制環補償參數Kp = 0. 7，K1 = 0. 65， 單相全橋逆變器電壓控制環補償參數Kp = 100, K1 = 0. 5。圖10為本發明實施例一在負載變化(負載在0. 5s時刻由IKW躍變至0. 4KW)時變換器輸出電壓的仿真波形圖。圖10仿真條件與圖9相同。圖11為傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在負載變化(負載在0. 5s時刻由0. 4KW躍變至1KW)時變換器輸出電壓的仿真波形圖。圖11仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值Vref = 400V、電感 L1 = ImH、電容C1 = 330uF,單相Boost PFC變換器電壓控制環補償參數Kp = 10. 7，K1 =
10.6，單相Boost PFC變換器電流控制環補償參數Kp = 0. 7，K1 = 0. 65。圖12為傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在負載變化(負載在0. 5s時刻由IKW躍變至0. 4KW)時變換器輸出電壓的仿真波形圖。圖12仿真條件與圖11相同。圖13為傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在負載變化(負載在0. 5s時刻由0. 4KW躍變至1KW)時變換器輸出電壓的仿真波形圖。圖13仿真條件如下輸入電壓Vin = 220V、直流輸出電壓參考值Nref = 400V、電感L1 = ImH、電容C1 = 330uF,單相Boost PFC變換器電壓控制環補償參數Kp = 152，K1 = 150，單相Boost PFC變換器電流控制環補償參數Kp = 0. 7，K1 = 0. 65。CN 102545563 A圖14為傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在負載變化(負載在0. 5s時刻由IKW躍變至0. 4KW)時變換器輸出電壓的仿真波形圖。圖14仿真條件與圖13相同。圖15為本發明實施例二的電路結構示意圖。圖16為本發明實施例三的電路結構示意圖。
具體實施例方式實施例一圖2示出，本發明的一種具體實施方式
為，一種開關電源的控制方法，其具體作法是輸入電壓檢測電路VC1檢測單相Boost PFC變換器的整流輸入電壓Vin，輸入電壓有效值檢測電路VC2檢測單相Boost PFC變換器的整流輸入電壓有效值V s，輸出電壓檢測電路VC3檢測負載R的直流輸出電壓V。，電感電流檢測電路IC1檢測單相Boost PFC變換器電感電流L。直流輸出電壓V。送誤差放大器VA1，誤差放大器VA1用直流參考電壓VDe_Mf與直流輸出電壓Vtl進行比較產生誤差電壓值AVdc ;誤差電壓值AVdc經補償網絡CN1調節再乘以整流輸出電壓Vin作為除法器的一個輸入，由除法器除以整流輸入電壓有效值Vnns的平方，除法器的輸出即為基準正弦電流Iref。電感電流L送誤差放大器VA2，誤差放大器VA2用基準正弦電流IMf與電感電流込進行比較產生誤差電流值A I ;誤差電流值A I經補償網絡CN2調節與載波進行比較，根據比較結果產生開關管SW1的控制脈沖Pnl，經驅動電路DR1 向單相Boost PFC變換器的開關SW1輸出控制信號。輸入電壓檢測電路VC4檢測單相Boost PFC變換器的交流輸入電壓Vin A。，輸出電流檢測電路IC2檢測負載R的電流I。，輸入電壓檢測電路VC5檢測單相全橋逆變器的交流輸出電壓\—kc。交流輸出電壓Vin—AC經過倍頻電路DU 倍頻后與負載電流I0相乘得到單相全橋逆變器的控制參考電壓V^f。交流輸出電壓V。A。 送誤差放大器VA3,誤差放大器VA3用控制參考電壓\c_ref與交流輸出電壓Vp AC進行比較產生交流誤差電壓值AVac;交流誤差電壓值AVa。經補償網絡CN3調節與載波進行比較，根據比較結果產生開關管SW2 SW5的控制脈沖Pn2 Pn5，經驅動電路DR2向單相全橋逆變器的開關SW2 SW5輸出控制信號。圖2示出，本發明的一種具體實施方式
為低輸出電壓紋波的功率因數校正變換器。本例中，功率因數校正控制器采樣單相Boost PFC變換器的電感電流、輸入電壓和負載直流輸出電壓，經過傳統的雙閉環補償計算得到功率因數校正變換器的控制信號。單相全橋逆變器的控制器通過檢測單相Boost PFC變換器的交流輸入電壓與負載R的電流來得到控制參考電壓，通過倍頻電路DU得到單相全橋逆變器的控制目標信號，使單相全橋逆變器的交流輸出電壓與Boost PFC變換器的直流輸出電壓紋波同幅值、反相位。負載R兩端電壓為Boost PFC變換器的直流輸出電壓與單相全橋逆變器的交流輸出電壓之和，因此控制器通過單相全橋逆變器的交流輸出電壓使負載R兩端的直流電壓含有的直流輸出電壓紋波低。本例的單相PFC變換器為Boost型變換器，單相逆變器為全橋型逆變器。用Matlab/Simulink軟件對本例的方法進行時域仿真分析,結果如下。圖3為本發明實施例一的IKW低輸出電壓紋波單相Boost PFC變換器的時域仿真分析結果，各分圖(a)、(b)、(c)分別為輸出電壓、輸入電壓和電感電流波形。變換器在穩態時輸入電流跟蹤輸入電壓，輸出電壓波形穩定在設定值400V，實現功率因數變換器的功能。 此時輸出電壓紋波峰峰值為3. 58V，輸入電流3、5、7、9、11、13、15和17次諧波占基波的比重分別為 6. 75%,2. 41%,0. 61%,0. 35%,0. 32%,0. 26%,0. 2%和 0. 15%，總諧波畸變率為 7. 22%。圖4為本發明實施例一的0. 4KW低輸出電壓紋波單相Boost PFC變換器的時域仿真的分析結果，各分圖(a)、(b)、(c)分別為輸出電壓、輸入電壓和電感電流波形。變換器在穩態時輸入電流跟蹤輸入電壓，輸出電壓波形穩定在設定值400V，實現功率因數變換器的功能。此時輸出電壓紋波峰峰值為2. 14V，輸入電流3、5、7、9、11、13、15和17次諧波占基波的比重分別為 10. 31%,2. 88%,0. 53%,0. 27%,0. 08%,0. 07%,0. 04%和 0. 04%，總諧波畸變率為10. 73%。圖5為傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率的IKW單相Boost PFC變換器的時域仿真分析結果，各分圖(a)、(b)、(c)分別為輸出電壓、輸入電壓和電感電流波形。變換器在穩態時輸入電流跟蹤輸入電壓，輸出電壓波形穩定在設定值400V，實現功率因數變換器的功能。此時輸出電壓紋波峰峰值為25.91￥，輸入電流3、5、7、9、11、13、15和17次諧波占基波的比重分別為 4. 07%,0. 4%,0. 33%,0. 28%,0. 23%,0. 17%,0. 12%和 0. 07%，總諧波畸變率為4. 13%。圖6為傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率的0. 4KW單相Boost PFC變換器的時域仿真分析結果，各分圖(a)、(b)、(c)分別為輸出電壓、輸入電壓和電感電流波形。變換器在穩態時輸入電流跟蹤輸入電壓，輸出電壓波形穩定在設定值400V，實現功率因數變換器的功能。此時輸出電壓紋波峰峰值為11. 15V，輸入電流3、5、7、9、11、13、15和17次諧波占基波的比重分別為 5. 55% A. 18%,0. 58%,0. 16%,0. 04%,0. 02%,0. 11%和 0. 16%, 總諧波畸變率為5. 73%。圖7為傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率的IKW單相Boost PFC變換器的時域仿真分析結果，各分圖(a)、(b)、(c)分別為輸出電壓、輸入電壓和電感電流波形。變換器在穩態時輸出電壓波形穩定在設定值400V,但輸入電流此時存在嚴重的三次諧波畸變，未能實現功率因數變換器的功能。此時輸出電壓紋波峰峰值為29. 22V，輸入電流3、5、
7、9、11、13、15 和 17 次諧波占基波的比重分別為 43. 44%,9. 65%U. 56%,0. 03%,0. 18%, 0. 17%,0. 15%和0. 13%，總諧波畸變率為44. 52%。圖8為傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率的0. 4KW單相Boost PFC變換器的時域仿真分析結果，各分圖(a)、(b)、(C)分別為輸出電壓、輸入電壓和電感電流波形。 變換器在穩態時輸出電壓波形穩定在設定值400V，但輸入電流此時存在嚴重的三次諧波畸變，未能實現功率因數變換器的功能。此時輸出電壓紋波峰峰值為12. 73V，輸入電流3、5、
7、9、11、13、15 和 17 次諧波占基波的比重分別為 44. 58%,9. 95%U. 26%,0. 26%,0. 39%, 0. 32%,0. 25%和0. 21%，總諧波畸變率為45. 70%。由圖3 圖8可以看出，本發明實施例一在單相Boost PFC變換器工作于穩態時輸出電壓紋波峰峰值最小，且輸入電流的諧波畸變率僅稍大于傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率的單相Boost PFC變換器，明顯低于傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率的單相Boost PFC變換器。
圖9為負載由0. 4KW變為IKW變化前后，本發明實施例一的輸出電壓波形。圖示中，負載在0. 5s時刻變化時，本發明實施例一的單相Boost PFC變換器可迅速進入新的穩態。輸出電壓跌落量為4. 4V，輸出電壓超調量為3V，需0.013s系統才能回到穩態(±2V的輸出電壓波動范圍)。可見，本發明實施例一在負載增大時具有良好的動態特性。圖10為負載由IKW變為0. 4KW變化前后，本發明實施例一的輸出電壓波形。圖示中，負載在0. 5s時刻變化時，本發明實施例一的單相Boost PFC變換器可進入新的穩態。輸出電壓跌落量為0V，輸出電壓超調量為7. 5V，需0. Ols系統才能回到穩態(±2V的輸出電壓波動范圍)?？梢?，本發明實施例一在負載減小時具有良好的動態特性。圖11為負載由0. 4KW變為IKW變化前后，傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器的輸出電壓波形。圖示中，負載在0.5s時刻變化時，傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器進入新的穩態速度慢。輸出電壓跌落量為42. 5V，輸出電壓超調量為18. 9V，需0. Ils系統才能回到穩態(±12V的輸出電壓波動范圍)?？梢?，傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在負載增大時瞬態響應速度慢，且輸出電壓的跌落量與超調量大，穩態精度也低。圖12為負載由IKW變為0. 4KW變化前后，傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器的輸出電壓波形。圖示中，負載在0. 5s時刻變化時，傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器進入新的穩態速度慢。輸出電壓跌落量為40. 35V，輸出電壓超調量為17. 56V，需0. 15s系統才能回到穩態(±5V的輸出電壓波動范圍)?？梢?，傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在負載減小時瞬態響應速度慢，且輸出電壓的跌落量與超調量大，穩態精度也低。圖13為負載由0. 4KW變為IKW變化前后，傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器的輸出電壓波形。圖示中，負載在0. 5s時刻變化時，傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器進入新的穩態速度較快。輸出電壓跌落量為19. 5V，輸出電壓超調量為14V，需0.017s系統才能回到穩態(± 10V的輸出電壓波動范圍)?？梢?，傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在負載增大時瞬態響應速度較快，但輸出電壓的跌落量與超調量大，穩態精度也低。圖14為負載由IKW變為0. 4KW變化前后，傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器的輸出電壓波形。圖示中，負載在0. 5s時刻變化時，傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器進入新的穩態速度較快。輸出電壓跌落量為6. IV，輸出電壓超調量為8. IV，需0. 024s系統才能回到穩態(±5V的輸出電壓波動范圍)。可見，傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器在負載減小時瞬態響應速度較快，但輸出電壓的跌落量與超調量大，穩態精度也低。由圖9 圖14可以看出，本發明實施例一在變換器工作于瞬態下輸出電壓紋波最小，穩態精度最高，且在負載增大與減小時輸出電壓的跌落量與超調量均最小，調整時間也最短，明顯優于傳統低直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器和傳統高直流輸出電壓反饋控制環截止頻率單相Boost PFC變換器。實施例二圖15示出，本例與實施例一相比，不同之處是采樣單相Boost PFC變換器的輸出電壓，經過隔直電路ID隔直后得到單相Boost PFC變換器的輸出電壓紋波，以此作為單相全橋逆變器的控制參考信號電壓VAe_f。控制方式和工作過程與實施例一類似。同樣能通過仿真結果證明，它能實現本發明的目的。實施例三圖16示出，本例與實施例一相比，不同之處是開關電源的PFC變換器為隔離型 Boost變換器。控制方式和工作過程與實施例一類似。同樣能通過仿真結果證明，它能實現本發明的目的。本發明方法除可用于以上實施例中的Boost PFC變換器組成的開關電源外，也可用于Buck變換器、Cuk變換器、正激變換器、反激變換器、半橋變換器、全橋變換器、無橋PFC 變換器、隔離型PFC變換器等多種功率電路組成的PFC開關電源，其控制策略處了以上實施例中Boost PFC變換器的平均電流控制策略外，也可用峰值電流控制、單周控制等其它PFC 變換器控制策略。單相逆變器除了上述實施例中的全橋逆變器及其單電壓環控制策略外， 也可用半橋逆變器等逆變器拓撲以及雙閉環等逆變器控制策略。
權利要求
1.一種低輸出電壓紋波的功率因數校正變換控制方法，采用DC-AC輔助實現PFC變換器低輸出電壓紋波，其特征在于單相PFC變換器TD直流輸出電容C1的上端接負載R的上端，單相PFC變換器TD直流輸出電容C1的下端接單相逆變器IN交流輸出電容C2的上端，單相逆變器IN交流輸出電容C2的下端接負載R的下端，同時負載R的下端接地；單相功率因數校正控制器采樣單相功率因數校正變換器的電感電流、輸入電壓和負載直流輸出電壓， 經過PFC控制策略得到功率因數校正變換器的控制信號；單相逆變器的控制器采樣單相功率因數校正變換器的輸入電壓和負載電流得到單相逆變器的控制目標信號，所述單相逆變器的控制器同時采樣逆變器的交流輸出電壓，通過逆變器雙閉環控制策略使逆變器的交流輸出電壓與功率因數校正變換器的直流輸出電壓紋波同幅值、反相位。
2.如權利要求I所述的低輸出電壓紋波的功率因數校正變換控制方法，其特征在于， 所述單相PFC變換器TD的控制方法是輸入電壓檢測電路VC1檢測單相PFC變換器TD的整流輸入電壓Vin，輸入電壓有效值檢測電路VC2檢測單相PFC變換器TD的整流輸入電壓有效值V s，輸出電壓檢測電路VC3檢測負載R的直流輸出電壓V。，電感電流檢測電路IC1檢測單相PFC變換器TD的電感電流込；直流輸出電壓V。與直流參考電壓VDC_Mf的差值通過PI控制器補償后再乘以整流輸入電壓Vin 作為除法器的一個輸入，除法器的另一個輸入為整流輸入電壓有效值Vnns的平方，除法器的輸出即為基準正弦電流IMf ;電感電流込與基準正弦電流Iref的差值通過PI控制器補償后送入PWM發生器，得到單相PFC變換器TD的控制脈沖。
3.如權利要求I所述的低輸出電壓紋波的功率因數校正變換控制方法，其特征在于， 所述單相逆變器IN的控制方法是輸入電壓檢測電路VC4檢測單相PFC變換器TD的交流輸入電壓Vin—A。，輸出電流檢測電路IC2檢測負載R的電流I。，交流輸入電壓Vin A。經過倍頻電路DU倍頻后與負載電流I0相乘得到單相逆變器IN的控制參考電壓V^f ;交流輸出電壓檢測電路VC5檢測單相逆變器 IN的交流輸出電壓V。AC，交流輸出電壓V。與控制參考電壓V^6f的差值通過PI控制器補償后送入PWM發生器，得到單相逆變器IN的控制脈沖。
4.如權利要求I所述的低輸出電壓紋波的功率因數校正變換控制方法，其特征在于， 所述的單相逆變器IN的控制方法是輸出電壓紋波檢測電路VC4檢測單相PFC變換器TD的直流輸出電壓，經過隔直電路 ID隔直后得到單相PFC變換器TD的輸出電壓紋波并作為單相逆變器IN的控制參考電壓 VAC_ref,交流輸出電壓檢測電路VC5檢測單相逆變器IN的交流輸出電壓V?！狝C ;交流輸出電壓 Vo ac與控制參考電壓\c_ref的差值通過PI控制器補償后送入PWM發生器，得到單相逆變器 IN的控制脈沖。
5.如權利要求I所述的低輸出電壓紋波的功率因數校正變換控制方法，其特征在于， 所述的PFC控制策略包括平均電流控制、峰值電流控制、單周控制。
6.一種實現權利要求或I或2或3或4或5所述的低輸出電壓紋波的功率因數校正變換控制方法的控制裝置，由單相PFC變換器TD、單相逆變器IN和控制器組成，其特征在于， 單相PFC變換器直流輸出電容的上端接負載的上端，單相PFC變換器直流輸出電容的下端接單相逆變器交流輸出電容的上端，單相逆變器交流輸出電容的下端接負載的下端，同時負載的下端接地。
7.如權利要求6所述的控制裝置，其中單相PFC變換器拓撲為常見的Boost變換器、 Buck變換器、全橋變換器、反激變換器；單相逆變器拓撲為全橋、半橋或Boost型逆變器拓撲。
全文摘要
本發明公開了一種低輸出電壓紋波的功率因數校正變換控制方法及其裝置。單相功率因數校正控制器采樣單相功率因數校正變換器的輸入電壓、電感電流和輸出電壓后，經PFC控制策略得到功率因數校正變換器的控制信號；單相逆變器的控制器采樣單相功率因數校正變換器的輸入電壓和負載電流得到單相逆變器的控制目標信號，同時采樣逆變器的交流輸出電壓，通過逆變器雙閉環控制策略使逆變器的交流輸出電壓與功率因數校正變換器的直流輸出電壓紋波同幅值反相位。本發明在實現高功率因數的同時消除了單相PFC變換器的輸出工頻紋波電壓，提高了系統的動態響應，克服了傳統兩級功率因數校正變換器效率低成本高的問題。本發明還可應用于低紋波的高功率因數校正AC/DC恒流源設計中。
文檔編號H02M1/42GK102545563SQ201210007199
公開日2012年7月4日 申請日期2012年1月11日 優先權日2012年1月11日
發明者張婓, 許建平, 閻鐵生, 高建龍 申請人:西南交通大學