電機相電阻高精度離線辨識方法與流程
本發明涉及空調技術，特別涉及空調電機相電阻離線辨識的技術。
背景技術：
傳統的空調中的變頻電機控制技術，需要電機廠家提供電機相電阻等參數，這是由電機控制模型決定的，其中r為電機的相電阻，Ld、LQ分別為電機d軸電感及q軸電感，KE為電機反電動勢常數，ω為電機當前運行角速度，Ud、Uq分別為電機d軸電壓及q軸電壓，Id、Iq分別為電機d軸電流及q軸電流。當需要對大量的不同電機進行控制時，常常把電機參數存儲在類似EEPROM中，保留控制程序不變，能夠解決對不同壓縮機等電機的控制，但這一方法存在如下技術問題：一是需要EEPROM，增加硬件成本，二是，當用戶的變頻空調出現問題，需要維修時，如果此時采用新的控制電路或者新的控制軟件進行替換原來的控制板時，可能并不知道電機的具體參數，無法快速實現對電機控制電路及控制軟件的替代。
技術實現要素：
本發明的目的是要解決目前空調中需要采用EEPROM存儲電機相電阻參數的問題，提供了一種電機相電阻高精度離線辨識方法。
本發明解決其技術問題，采用的技術方案是，電機相電阻高精度離線辨識方法，其特征在于，包括以下步驟：
步驟1、在ROM中預存各IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流之間的對應表；
步驟2、選擇一路上橋臂；
步驟3、控制逆變器令所選擇的一路上橋臂導通，其余上橋臂關斷，使其在一個PWM周期中，在該上橋臂導通時間內，電流從直流母線電壓經過該上橋臂IGBT流入電機對應的線圈，再從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出；
步驟4、在當前PWM波周期的剩余時間內，關斷所有三路上橋臂IGBT，電流經過之前導通的上橋臂對應的下橋臂中的續流二極管流入對應的電機線圈，從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出；
步驟5、通過電機運行方程及IGBT特性，通過控制PWM波不同占空比，檢測流入電機該相線圈的電流和直流母線電壓，根據流入電機該相線圈的電流查詢ROM獲取該IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值，根據此時PWM波控制占空比寄存器的值，計算得到電機該相線圈電阻；
步驟6、判斷是否電機三相線圈電阻都已得到，若是則根據三相線圈電阻計算得到電機相電阻，否則選擇另一個未導通過的上橋臂回到步驟3。
具體的，步驟1中，所述各IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流之間的對應表的獲取方法，包括以下步驟：
步驟101、選擇一種相電阻已知的變頻電機及其對應的控制電路；
步驟102、選擇一路上橋臂；
步驟103、控制逆變器令所選擇的一路上橋臂導通，其余上橋臂關斷，使其在一個PWM周期中，在該上橋臂導通時間內，電流從直流母線電壓經過該上橋臂IGBT流入電機對應的線圈，再從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出；
步驟104、在當前PWM波周期的剩余時間內，關斷所有三路上橋臂IGBT，電流經過之前導通的上橋臂對應的下橋臂中的續流二極管流入對應的電機線圈，從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出；
步驟105、通過電機運行方程及IGBT特性，通過控制PWM波不同占空比，檢測流入電機該相線圈的電流和直流母線電壓，計算獲取該IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值，并將其與流入電機該相線圈的電流一起進行記錄；
步驟106、判斷是否該電機所有IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流都已記錄，若是則進入步驟107，否則選擇另一個未導通過的上橋臂回到步驟103；
步驟107、判斷所獲得的數據是否足夠，若是則進入步驟108，否則更換一種相電阻已知的變頻電機及其對應的控制電路回到步驟102；
步驟108、根據所記錄的各IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流得到IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流的對應表。
具體的，步驟107中，判斷所獲得的數據是否足夠是指：若已獲得至少三種相電阻已知的變頻電機及其對應的控制電路的數據，則認為所獲得的數據已足夠，否則不足夠。
進一步的，所述相電阻已知的變頻電機的相電阻為0.9歐姆或6.8歐姆或26歐姆。
具體的，步驟105中，所述計算方法為：
(Vs+Vd)＝2EdcTo-3IxTRx
其中，(Vs+Vd)即為需要計算的該IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值，To為一個PWM波周期中高電平對應的時間，Edc為直流母線電壓，T為PWM波周期，Rx指代x相電阻，Ix為電機x相線圈流過的相電流，x為a或b或c。
再進一步的，步驟108中，所述根據所記錄的各IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流得到IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流的對應表的方法為：將記錄的各IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流進行3次曲線擬合，計算公式為：
(Vs+Vd)＝a0+a1*Ix+a2*Ix2+a3*Ix3
根據Ix值的變化及其對應的(Vs+Vd)的值通過最小二乘法獲得系數a0、a1、a2、a3，進而獲得(Vs+Vd)與Ix對應表，即得到IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流的對應表。
具體的，步驟5中，所述計算方法為：
或
其中，Rx指代x相電阻，Ix為電機x相線圈流過的相電流，Tx為該上橋臂導通控制PWM波占空比控制寄存器中對應的時間，x為a或b或c，Edc為直流母線電壓，Vs為該IGBT正向導通壓降，Vd為對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降，(Vs+Vd)即IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值，To為一個PWM波周期中PWM波高電平時間，Td為該IGBT死區時間，T為PWM波周期，則有To＝2Tx-Td。
再進一步的，所述電機x相線圈流過的電流通過電流采樣單元及模數轉換獲取，所述直流母線電壓通過模數轉換獲取。
具體的，所述IGBT死區時間根據IGBT硬件手冊中的IGBT資料選擇設置。
再進一步的，步驟6中，所述根據三相線圈電阻計算得到電機相電阻的計算方法為：
其中，R為電機相電阻，Ra、Rb、Rc分別指代a相電阻、b相電阻及c相電阻。
本發明的有益效果是，在本發明方案中，通過上述電機相電阻高精度離線辨識方法，可不再需要EEPROM存儲電機相電阻，縮小成本。
附圖說明
圖1為變頻空調控制部分電路的電路示意圖；
圖2為本發明實施例中矢量V1(1,0,0)控制下的等效電路圖；
圖3為本發明實施例中零矢量V2(0,0,0)控制下的等效電路圖；
圖4為本發明實施例中PWM波形示意圖；
圖5為本發明實施例中PWM波作用時電流示意圖；
圖6為二極管的伏安曲線示意圖；
圖7為本發明實施例中根據(Vs+Vd)～Ix對應表制作的對應曲線示意圖。
具體實施方式
下面結合附圖及實施例，詳細描述本發明的技術方案。
本發明所述電機相電阻高精度離線辨識方法為：首先在ROM中預存各IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流之間的對應表，再選擇一路上橋臂，控制逆變器令所選擇的一路上橋臂導通，其余上橋臂關斷，使其在一個PWM周期中，在該上橋臂導通時間內，電流從直流母線電壓經過該上橋臂IGBT流入電機對應的線圈，再從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出，然后在當前PWM波周期的剩余時間內，關斷所有三路上橋臂IGBT，電流經過之前導通的上橋臂對應的下橋臂中的續流二極管流入對應的電機線圈，從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出，并通過電機運行方程及IGBT特性，通過控制PWM波不同占空比，檢測流入電機該相線圈的電流和直流母線電壓，根據流入電機該相線圈的電流查詢ROM獲取該IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值，根據此時PWM波控制占空比寄存器的值，計算得到電機該相線圈電阻，最后判斷是否電機三相線圈電阻都已得到，若是則根據三相線圈電阻計算得到電機相電阻，否則選擇另一個未導通過的上橋臂回到控制逆變器令所選擇的一路上橋臂導通那一步。
實施例
本發明實施例的電機相電阻高精度離線辨識方法，其包括以下步驟：
步驟1、在ROM中預存各IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機PMSM該相線圈的電流之間的對應表。
步驟2、選擇一路上橋臂。
步驟3、控制逆變器令所選擇的一路上橋臂導通，其余上橋臂關斷，使其在一個PWM周期中，在該上橋臂導通時間內，電流從直流母線電壓經過該上橋臂IGBT流入電機對應的線圈，再從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出。
步驟4、在當前PWM波周期的剩余時間內，關斷所有三路上橋臂IGBT，電流經過之前導通的上橋臂對應的下橋臂中的續流二極管流入對應的電機線圈，從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出。
步驟5、通過電機運行方程及IGBT特性，通過控制PWM波不同占空比，檢測流入電機該相線圈的電流和直流母線電壓，根據流入電機該相線圈的電流查詢ROM獲取該IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值，根據此時PWM波控制占空比寄存器的值，計算得到電機該相線圈電阻。
本步驟中，計算方法可以為：
或
其中，Rx指代x相電阻，Ix為電機x相線圈流過的相電流，Tx為該上橋臂導通控制PWM波占空比控制寄存器中對應的時間，x為a或b或c，Edc為直流母線電壓，Vs為該IGBT正向導通壓降，Vd為對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降，(Vs+Vd)即IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值，To為一個PWM波周期中PWM波高電平時間，Td為該IGBT死區時間，T為PWM波周期，則有To＝2Tx-Td。
這里，電機x相線圈流過的電流可通過電流采樣單元及模數轉換獲取，所述直流母線電壓通過模數轉換獲取，而IGBT死區時間可根據IGBT硬件手冊中的IGBT資料選擇設置，若采用則不需要IGBT死區時間。
步驟6、判斷是否電機三相線圈電阻都已得到，若是則根據三相線圈電阻計算得到電機相電阻，否則選擇另一個未導通過的上橋臂回到步驟3。
本步驟中，根據三相線圈電阻計算得到電機相電阻的計算方法為：
其中，R為電機相電阻，Ra、Rb、Rc分別指代a相電阻、b相電阻及c相電阻。
本例在步驟1中，針對所預存的各IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流之間的對應表，其獲取方式可為以下步驟：
步驟101、選擇一種相電阻已知的變頻電機及其對應的控制電路。
步驟102、選擇一路上橋臂。
步驟103、控制逆變器令所選擇的一路上橋臂導通，其余上橋臂關斷，使其在一個PWM周期中，在該上橋臂導通時間內，電流從直流母線電壓經過該上橋臂IGBT流入電機對應的線圈，再從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出。
步驟104、在當前PWM波周期的剩余時間內，關斷所有三路上橋臂IGBT，電流經過之前導通的上橋臂對應的下橋臂中的續流二極管流入對應的電機線圈，從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出。
步驟105、通過電機運行方程及IGBT特性，通過控制PWM波不同占空比，檢測流入電機該相線圈的電流和直流母線電壓，計算獲取該IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值，并將其與流入電機該相線圈的電流一起進行記錄。
本步驟中，計算方法為：
(Vs+Vd)＝2EdcTo-3IxTRx
其中，(Vs+Vd)即為需要計算的該IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值，To為一個PWM波周期中高電平對應的時間，Edc為直流母線電壓，T為PWM波周期，Rx指代x相電阻，Ix為電機x相線圈流過的相電流，x為a或b或c。
步驟106、判斷是否該電機所有IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流都已記錄，若是則進入步驟107，否則選擇另一個未導通過的上橋臂回到步驟103。
步驟107、判斷所獲得的數據是否足夠，若是則進入步驟108，否則更換一種相電阻已知的變頻電機及其對應的控制電路回到步驟102。
本步驟中，判斷所獲得的數據是否足夠可以為：若已獲得至少三種相電阻已知的變頻電機及其對應的控制電路的數據，如相電阻為0.9歐姆或6.8歐姆或26歐姆等的變頻電機，則認為所獲得的數據已足夠，否則不足夠。該數量可由工作人員確定，相電阻已知的變頻電機選擇的數量越多，則進一步所獲得的數據也越多，數據越多則步驟108中所得出的對應表越精準。
步驟108、根據所記錄的各IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流得到IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流的對應表。
本步驟中，根據所記錄的各IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流得到IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流的對應表的方法為：將記錄的各IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流進行3次曲線擬合，計算公式為：
(Vs+Vd)＝a0+a1*Ix+a2*Ix2+a3*Ix3
根據Ix值的變化及其對應的(Vs+Vd)的值通過最小二乘法獲得系數a0、a1、a2、a3，進而獲得(Vs+Vd)與Ix對應表，即得到IGBT正向導通壓降加上對應的下橋臂中的續流二極管正向導通壓降的值與流入電機該相線圈的電流的對應表。
具體舉例如下：
如圖1所示，為變頻空調控制部分電路，包括IGBT模塊(逆變器)及變頻電機(即圖中PMSM)等，在電機控制所需逆變器上橋臂一只IGBT控制端輸入PWM波，其對應的下橋臂控制PWM波由微處理器輸出互補的PWM波而確定，另外4只IGBT施加固定的高低電平對開關管進行開通或者關斷，這樣就等效為對電機施加有效矢量V1(1，0，0)和零矢量V2(0，0，0)兩個電壓矢量，當施加V1(1，0，0)時，上橋臂僅有一只IGBT通過，另外兩只上橋臂IGBT關斷，由于微處理器輸出的控制PWM波，采用三相互補的輸出方式，在不考慮死區控制的條件下，當上橋臂為高電平時，其對應的下橋臂為低電平，當上橋臂為低電平時，其對應的下橋臂為高電平。當考慮死區控制的條件下，微處理器所輸出的三相互補PWM波，上下橋臂僅相差相應的死區時間。當施加有效矢量V1(1，0，0)時，微處理器控制輸出，使IGBT VT1導通，IGBT VT 3和IGBT VT5截止，當施加零矢量V2(0，0，0)時，微處理器控制輸出，使IGBT VT1截止，IGBT VT 3和IGBT VT5也截止。
當采用三角波調制PWM占空比時，微處理器內部計數器TCNT從0加計數到三角波載波頻率對應的最大計數值TC，當TCNT＝TC時，TCNT開始減計數，當TCNT減計數到0后，從0開始加計數，同時進入下一個計算控制周期，對應電機a相來說，微處理器根據用于產生三相PWM波占空比之Ta寄存器值，自動產生三相互補之PWM波，如圖4所示，在TCNT從0加計數到三角波載波頻率對應的最大計數值TC的過程中，當Ta寄存器值與TCNT相等時，Vta+從高電平跳變為低電平，Vta-延遲一個死區時間從低電平跳變到高電平；在TCNT從TC減計數到0的過程中，當Ta寄存器值與TCNT相等時，Vta-從高電平跳變為低電平，Vta+延遲一個死區時間從低電平跳變到高電平，TC對應的時間為PWM波周期T的一半，如圖4所示。
當IGBT VT1輸入PWM波如圖4所示時，圖4中，在不考慮考慮IGBT開通時間延時Ton和IGBT關斷時間時間延時Toff時，實際施加IGBT VT1的PWM波為Vta+，施加IGBT VT2的PWM波為Vta-；當考慮IGBT開通時間延時Ton，IGBT關斷時間時間延時Toff時，則施加IGBT VT1的PWM波為Vt1_1，實際到IGBT VT2的PWM波為Vt2_1，其中IGBT死區時間為Td。
在矢量V1(1,0,0)控制下，IGBT VT1導通，如果IGBT VT1導通時間為To，則在To時間內，IGBT VT1導通，IGBT VT3、IGBT VT4關斷，同時，下橋臂IGBT VT2截止，IGBT VT4、IGBT VT6導通，在上橋臂IGBT VT1導通時間To內，電流從IGBT VT1流入，進入電機a相繞組,然后從b、c兩相流出經IGBT VT4和IGBT VT6達到直流母線的地線一端，此狀態下的等效電路如圖2所示，圖中，Ra為a相電阻，La為a相電感，Rb為b相電阻，Lb為b相電感,Rc為c相電阻，Lc為c相電感，Ia、Ib、Ic、為電機a、b、c三相線圈流過的相電流。假設電機三相參數一致，則電流滿足Ia＝-2Ib＝-2Ic關系(負號表示電流從電機線圈流出)，IGBT VT1、IGBT VT4、IGBT VT6為IGBT。在施加零矢量V2(0,0,0)，對IGBT VT1施加低電平的驅動信號，使上橋臂IGBT VT1關斷時，如果關斷時間為Tof，則在Tof時間內，由于電機內部線圈電感的續流作用，電流會保持原來流動的方向不變，這時電流會從與IGBT VT2并聯的反向續流二極管D2中流過，提供電機a相線圈電流，在零矢量時間Tof內IGBT VT1、IGBT VT3、IGBT VT4關斷，同時，下橋臂IGBT VT2截止，IGBT VT4、IGBT VT6導通，此狀態下即施加零矢量狀態下，等效電路如圖3所示。圖中Ra為a相電阻，La為a相電感，Rb為b相電阻，Lb為b相電感，Rc為c相電阻，Lc為c相電感,，IGBT VT4、IGBT VT6為IGBT，D2為續流二極管，Ia、Ib、Ic、為電機a、b、c三相線圈流過的相電流,。假設電機三相參數一致，則電流滿足Ia＝-2Ib＝-2Ic。
由電機運行方程：
其中，r為電機的相電阻，Ld、LQ分別為電機d軸電感及q軸電感，KE為電機反電動勢常數，ω為電機當前運行角速度，Ud、Uq分別為電機d軸電壓及q軸電壓，Id、Iq分別為電機d軸電流及q軸電流。
連續提供圖4所示的PWM波，在電流足夠大的條件下，最終電機轉子轉動到固定坐標軸α軸方向后靜止不動，電機轉速(角速度)ω為0，此時Iq＝0，Id＝Ia＝-2Ib＝-2Ic，則電機運行方程為：
即：Uddt＝rIddt+LddId
考慮一個PWM波周期，IGBT VT1導通時間To和關斷時間Tof，對上式兩邊積分得：
由于在穩定條件下，即控制PWM波作用時間足夠長后，電流波形如圖5所示，
可見，
由此可得：
其中Edc為直流母線電壓，Vs為該IGBT VT1正向導通壓降，Vd為續流二極管D2正向導通壓降，To為IGBT VT1導通時間，Tof為IGBT VT1關斷時間，T為PWM波周期，T＝To+Tof，Ia為電機a相線圈流入電流大小數值，即電機a相線圈流過的相電流。
二極管的伏安曲線如圖6所示，其代表導通電壓降V和電流I的關系，只是示意導通電壓降隨通過的電流變化的關系示意圖，是本發明的理論基礎，由于IGBT Vs和續流二極管Vd的特性相似，在電流Ia較小時，(Vs-Vd)接近于0，而且Edc與(Vs-Vd)相比，(Vs-Vd)屬于微小量，可以忽略，則公式可變形為
由于上式計算電阻需要(Vs+Vd)之值，而(Vs+Vd)之值會隨著電機線圈電流的大小改變，為了準確的獲得電機相電阻Ra，需要查詢IGBT手冊，但IGBT手冊給出的是IGBT飽和正向導通電壓降，對應空調來說，IPM給出的IGBT飽和壓降是IGBT電流為15A等情況下的電壓降，電阻辨識不需要這樣大的電流，當風機電機等電機相電阻很大時也不可能達到這樣的電流，即使能夠達到這樣大的電流,可能導致IGBT或者損壞，或者造成IGBT過流保護。
為了克服這一不足，需要建立電流和(Vs+Vd)之間的關系，建立(Vs+Vd)～Ix關系表，采用如下技術獲得這樣關系：
由公式可得(Vs+Vd)＝2EdcTo-3IaTRa
采用不同電機，直接測試電機a相電阻Ra，也即給定不同電機電阻的條件下，通過控制PWM波不同的占空比，即控制PWM波不同的高電平時間To，檢測直流母線電壓Edc和流過線圈的電流Ia，使Ia從小到大變化，代入上式計算獲取(Vs+Vd)數值，再通過最小二乘法進行曲線擬合，獲得電機(Vs+Vd)～Ix函數關系，一般采用3次曲線擬合，即：
(Vs+Vd)＝a0+a1*Ia+a2*Ia2+a3*Ia3
將獲得的(Vs+Vd)與電流Ix數值，通過最小二乘法獲得系數a0、a1、a2、a3，將電流(Ia或Ib或Ic從0到比如2A變化，離線計算(Vs+Vd)數值，獲得(Vs+Vd)與電流Ix對應表。
圖7為根據(Vs+Vd)～Ix對應表制作的對應曲線示意圖。
在電阻辨識時，采用某個PWM波占空比，獲得流入電機線圈電流Ia與直流母線電壓Edc后，通過查詢電流Ia對應的(Vs+Vd)，就可以通過公式獲得電機的電阻。
比如，當采用PWM波高電平時間為17.25us，PWM波周期為4000Hz，對應的PWM周期時間為250us,，直流母線電壓模數轉換后檢測值對應為313V時，電流穩定后模數轉換獲得流入電機a相線圈的電流為0.54A，查詢電流0.54A對應的(Vs+Vd)＝0.91V，通過公式計算獲得電機的相電阻為25.54歐姆，與給定的電機相電阻26歐姆相比，誤差為-1.8％，辨識精度非常高。
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