本發(fā)明涉及發(fā)電機整流技術領域，尤其涉及一種發(fā)電機全控整流系統(tǒng)和一種發(fā)電機全控整流系統(tǒng)的控制方法。

背景技術：

在許多電網(wǎng)電力難以到達的場合，如野外工作環(huán)境、船舶及航空場合、保障能源等，發(fā)電機供電由于其工作穩(wěn)定、供電時間長、環(huán)境適應性強、便于移動等特點廣泛應用于獨立式供電系統(tǒng)。發(fā)電機多數(shù)工作于離網(wǎng)情況，相比于并網(wǎng)發(fā)電，發(fā)電機組供電容量較小，等效輸出阻抗較大，當用電中有大量無功負載和電力電子器件時，會導致發(fā)電機效率降低，輸出波形惡化，發(fā)電機組的電能質量一般都會低于大電網(wǎng)的電能質量。

整流單元作為一種交直變換器，廣泛的應用在各個領域中。現(xiàn)有技術中，發(fā)電機整流裝置一般采用二極管不控整流或晶閘管相控整流，工作穩(wěn)定可靠性高，控制相對簡單，但這類型的整流裝置會造成諧波污染，網(wǎng)側功率因數(shù)低，增加線路損耗，降低電能利用率，同時也可能造成局部諧振，產(chǎn)生設備故障。

隨著電力電子技術的發(fā)展和功率開關器件性能的提升，pwm(pulsewidthmodulation，脈沖寬度調制)控制技術被引入到整流裝置的控制中。pwm整流方式具有卓越的電能變換性能，實現(xiàn)網(wǎng)側電流正弦化運行且保持與電壓同相位，運行于單位功率因數(shù)，從源頭上解決諧波和無功功率問題，廣泛應用于有源濾波、高壓直流輸電、超導儲能、電力傳動、可再生能源并網(wǎng)發(fā)電等各個領域，但是，目前絕大多數(shù)pwm整流單元控制方式按照交流側為三相電網(wǎng)設計或為特定發(fā)電機組設計，并不能完全適用于普通發(fā)電機系統(tǒng)。

技術實現(xiàn)要素：

針對上述問題中的至少之一，本發(fā)明提供了一種發(fā)電機全控整流系統(tǒng)及其控制方法，通過利用發(fā)電機定子側繞組電感替代傳統(tǒng)全控整流單元中的濾波電感，提高了發(fā)電機系統(tǒng)全控整流裝置的輕量化與集成化，匹配了發(fā)電機的轉子等效反電動勢和機端輸出電壓與整流單元交流側對應關系，通過實時獲取發(fā)電機端電壓、電流信號值和整流單元輸出直流側電壓信號值，計算發(fā)電機轉子實時位置，進一步生成調節(jié)交流側電流的第一路控制指令和調節(jié)直流側電壓的第二路控制指令，調制pwm開關信號送入整流單元的igbt(insulatedgatebipolartransistor，絕緣柵雙極型晶體管)驅動模塊，實現(xiàn)了發(fā)電機系統(tǒng)全控整流系統(tǒng)的穩(wěn)定輸出，同時使發(fā)電機處于單位功率因數(shù)工作，機端輸出電流正弦化，減小了電流諧波污染，提高了電能利用率，保證了整流單元直流側輸出電壓穩(wěn)定且可調，提高了動態(tài)響應速度。

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的第一方面提供了一種發(fā)電機全控整流系統(tǒng)，包括：發(fā)電機、整流單元和控制單元，其中，發(fā)電機包括定子繞組和勵磁系統(tǒng)，勵磁系統(tǒng)與定子繞組配合設置，在參考控制信號的激勵下勵磁系統(tǒng)與定子繞組實現(xiàn)發(fā)電；整流單元用于對發(fā)電機輸出的交流電進行整流，其三相交流端直接與發(fā)電機定子繞組相連，其直流側經(jīng)濾波電容后連接負載；控制單元用于根據(jù)發(fā)電機輸出端和整流單元輸出端的電壓電流信號，以及預設的參考值進行運算，得出控制整流單元的pwm開關信號。

在該技術方案中，通過將整流單元的三相交流端直接與定子繞組相連，利用發(fā)電機定子側繞組電感替代傳統(tǒng)全控整流單元中的濾波電感，提高了發(fā)電機系統(tǒng)全控整流裝置的輕量化與集成化，通過實時獲取發(fā)電機端電壓、電流信號值和整流單元輸出直流側電壓信號值，計算發(fā)電機轉子實時位置，進一步生成調節(jié)交流側電流的第一路控制指令和調節(jié)直流側電壓的第二路控制指令，調制pwm開關信號送入整流單元的igbt驅動模塊，實現(xiàn)了發(fā)電機系統(tǒng)全控整流系統(tǒng)的穩(wěn)定輸出，同時使發(fā)電機處于單位功率因數(shù)工作，減小了電流諧波污染，提高了動態(tài)響應速度，保證了整流單元直流側輸出電壓可調，提高了電能利用率。

其中，通過使用六個帶反并聯(lián)二極管的igbt組成三項橋臂構成全控整流單元，三項橋臂的中點直接與定子繞組相連，直流側通過濾波電容后與負載相連。

其中，通過勵磁機控制器控制發(fā)電機勵磁機，從而控制發(fā)電機轉子反電動勢的等效值，使轉子反電動勢保持在要求范圍之內(nèi)，與整流單元達到匹配，參考控制信號預設為發(fā)電機空載時的勵磁電流，預設的參考值包括預設的整流單元的直流側電壓、發(fā)電機磁鏈確定的反電動勢。發(fā)電機空載時的勵磁電流和發(fā)電機磁鏈確定的反電動勢根據(jù)發(fā)電機的參數(shù)確定，發(fā)電機一旦確定，上述兩參數(shù)也是恒定值，在發(fā)電機全控整流系統(tǒng)穩(wěn)定工作中保持恒定不變。對預設的整流單元的直流側電壓進行調整，可調節(jié)輸出的直流電壓，從而對整流單元的開關器件進行控制。

在上述技術方案中，優(yōu)選地，定子繞組作為整流單元的濾波電感，定子繞組的電感值根據(jù)發(fā)電機和整流單元的參數(shù)相匹配設置。

在該技術方案中，通過定子繞組將發(fā)電機與整流單元連接整合為一個系統(tǒng)，為了解決兩者兼容工作的問題，定子繞組的電感值應該與發(fā)電機和整流單元的參數(shù)相匹配設置。發(fā)電機定子繞組不僅充當定子電樞感應轉子的電動勢，輸出機端電壓，同時在連接整流單元后充當整流單元交流側濾波電感，定子繞組與整流單元直接相關的參數(shù)為其等效電感值，發(fā)電機的定子繞組設計和考量與傳統(tǒng)電機一致，采用經(jīng)驗公式或根據(jù)技術要求確定。

對于整流單元而言，電感要滿足有功功率級別的要求，交流側濾波電感的存在使整流單元具有boost型pwmac/dc變換性能及直流側受控電流源特性。電感的取值影響到第一路控制信號所控制電流環(huán)的動、靜態(tài)響應，制約著整流單元的輸出功率、功率因數(shù)及直流電壓。

同時，電感要滿足瞬態(tài)電流跟蹤的能力，保證既要快速跟蹤電流，又要抑制電流諧波。整流單元要調制出正弦波電流，在電流過零處電流變化率最大，電感要足夠小以滿足快速跟蹤電流的要求，電流峰值處，電流諧波脈動最嚴重，電感要足夠大以抑制諧波。

在上述技術方案中，優(yōu)選地，整流單元的交流側電氣參數(shù)與發(fā)電機電氣模型進行匹配設置，發(fā)電機與整流單元交流側整合為一個整體。

在該技術方案中，要確定整流單元利用發(fā)電機定子繞組作為濾波電感后整流單元交流側電氣參數(shù)在發(fā)電機內(nèi)部的對應情況，匹配發(fā)電機的轉子等效反電動勢和機端輸出電壓與整流單元交流側對應關系，改變發(fā)電機的帶負載工作特性。一般情況下，發(fā)電機工作在額定功率的情況下，由于自身定子電感電樞反應的存在，機端電壓會滯后于轉子側反電動勢，發(fā)電機在運行時保持感性帶負載工作狀態(tài)，一般三相發(fā)電機的額定功率因數(shù)為0.8。

其中，整流單元與發(fā)電機匹配，設計發(fā)電機單位功率因數(shù)運行，要求定子電流的相位與轉子等效反電動勢相位保持一致，發(fā)電機機端輸出電流相位要超前于機端電壓相位，發(fā)電機在輸出端呈容性帶負載工作狀態(tài)，對于發(fā)電機轉子側，要保證感應生成的定子電流與轉子反電動勢同相位。

在上述技術方案中，優(yōu)選地，勵磁系統(tǒng)包括勵磁機控制器、勵磁機和轉子繞組，勵磁機控制器接收控制單元的參考控制信號，產(chǎn)生對勵磁機的勵磁電流，勵磁機感應勵磁機控制器輸出的勵磁電流產(chǎn)生三相感應電流，勵磁機與轉子繞組相連接，對三相感應電流整流后傳輸?shù)睫D子繞組。

在該技術方案中，以設計勵磁機控制方式為電流控制為例，通過勵磁機控制器輸出恒定大小電流形成勵磁磁場，發(fā)電機的勵磁機對勵磁磁場感應到的三相電進行整流，然后供給轉子繞組，轉子繞組產(chǎn)生磁場。勵磁機控制器以發(fā)電機空載時的初始勵磁電流有效值作為參考控制信號值，將參考控制信號值轉化為恒定勵磁電流輸出，保證勵磁的設定值不變，從而保證轉子反電動勢不變。同時，在匹配不同電壓等級的整流單元工作時，通過控制單元可改變參考控制信號值的范圍，使其控制的轉子繞組的等效反電動勢匹配整流單元工作。需要注意的是，轉子繞組的勵磁控制與整流單元輸出電壓之間并不為一一對應關系，同一勵磁控制信號可匹配不同的電壓，只是在整流單元輸出電壓變化范圍較大的情況，為了更好的控制效果可相應調節(jié)勵磁。

在上述技術方案中，優(yōu)選地，上述控制單元包括轉換子單元、處理子單元、運算子單元、控制子單元；轉換子單元用于檢測發(fā)電機機端和整流單元的輸出端的電壓電流信號，并將檢測到的電壓電流信號轉換為數(shù)字式的電壓電流信號值；處理子單元將電壓電流信號值進行不同坐標的變換或反變換，并根據(jù)發(fā)電機輸出端的電壓電流信號值計算所述轉子繞組的矢量位置；運算子單元將電壓電流信號和給定的參考控制信號進行相應的運算；控制子單元根據(jù)運算子單元的運算結果，生成控制igbt的通斷的pwm開關信號。

在該技術方案中，優(yōu)選地，控制子單元包括電壓控制器、電流控制器和脈寬調制器，電壓控制器用于根據(jù)運算子單元生成的第一路控制指令生成參考電流值，電流控制器根據(jù)運算子單元生成的第二路控制指令進行解耦生成電壓調制指令，脈寬調制器根據(jù)轉換子單元轉換后的電壓調制指令生成矢量脈寬調制開關信號。

在該技術方案中，優(yōu)選地，運算子單元將整流單元輸出端的電壓與預設的整流單元直流側電壓的求差生成第一路控制指令，運算子單元將參考電流值與dq坐標系下的發(fā)電機輸出端電流值求差生成第二路控制指令。

在該技術方案中，優(yōu)選地，轉換子單元用于將發(fā)電機輸出端的電流信號值變換為αβ坐標系下的電流值，用于根據(jù)轉子繞組的矢量位置將αβ坐標系下的電流值變換為dq坐標系下的電流值，還用于根據(jù)轉子繞組的矢量位置將電壓調制指令反變換為αβ坐標系下的電壓調制指令。

根據(jù)本發(fā)明的第二方面提出的發(fā)電機全控整流系統(tǒng)的控制方法，

包括：檢測發(fā)電機的輸出端和整流單元的輸出端的電壓電流信號，并對電壓電流信號轉換為數(shù)字式的電壓電流信號值；根據(jù)發(fā)電機輸出端的電壓電流信號值計算轉子繞組的矢量位置以及dq坐標系下的發(fā)電機輸出端電流值；根據(jù)整流單元的輸出端電壓電流信號值與預設的參考值生成第一路控制指令；根據(jù)第一路控制指令生成參考電流值，并與dq坐標系下的發(fā)電機輸出端電流值求差生成第二路控制指令；根據(jù)給定的參考值對第二路控制指令進行補償和解耦，生成電壓調制指令；根據(jù)轉子繞組的矢量位置和電壓調制指令進行空間電壓矢量調制，生成矢量脈寬調制開關信號，控制整流單元中開關器件的開啟關斷。

在該技術方案中，根據(jù)發(fā)電機輸出端的電壓電流信號值計算轉子繞組的矢量位置以及dq坐標系下的發(fā)電機輸出端電流值具體包括：對發(fā)電機輸出端的電壓電流信號值通過滑模觀測器進行觀測；根據(jù)觀測值和實時的電壓電流信號值計算得出轉子繞組的反電動勢在αβ坐標系下的分量；通過鎖相環(huán)對轉子繞組的反電動勢在αβ坐標系下的分量進行相應計算得到轉子繞組的矢量位置；根據(jù)轉子繞組的矢量位置將αβ坐標系下的發(fā)電機輸出端的電流值變換為dq坐標系下的電流值。

其中，整流單元與發(fā)電機匹配后；發(fā)電機轉子等效反電動勢存在電氣隔離不易測量，實時相位與機端電壓間會因負載變化造成電樞反應不同而產(chǎn)生不確定功角，轉子的轉速會在不同負載切換情況下出現(xiàn)變化造成發(fā)電機輸出電壓頻率改變，機端電壓由于后接入全控整流橋會出現(xiàn)開關管動作pwm化情況。針對以上確定適合發(fā)電機端匹配整流單元的控制方法，利用滑膜觀測器加鎖相環(huán)技術在機端測量觀測轉子的實時位置，發(fā)電機轉子方向為磁鏈方向，滯后于轉子等效反電動勢90°，控制上認定電機轉子磁鏈方向為參考方向，有、無功軸交換位置，解耦控制器做出相應變化。

與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明的有益效果為：通過利用發(fā)電機定子側繞組電感替代傳統(tǒng)全控整流單元中的濾波電感，提高了發(fā)電機系統(tǒng)全控整流裝置的輕量化與集成化，匹配了發(fā)電機的轉子等效反電動勢和機端輸出電壓與整流單元交流側對應關系，結合此關系制定了發(fā)電機全與整流單元融合后的控制策略，解決了兩者兼容的問題，實現(xiàn)了發(fā)電機全控整流系統(tǒng)的穩(wěn)定輸出，使發(fā)電機處于單位功率因數(shù)工作，機端輸出電流正弦化，減小了電流諧波污染，提高了電能利用率，保證了整流單元直流側輸出電壓穩(wěn)定可調，提高了動態(tài)響應速度。

附圖說明

圖1為本發(fā)明一種實施例公開的發(fā)電機全控整流系統(tǒng)的電路連接示意圖；

圖2為本發(fā)明一種實施例公開的發(fā)電機全控整流系統(tǒng)的發(fā)電機q軸模型示意圖；

圖3為本發(fā)明一種實施例公開的發(fā)電機全控整流系統(tǒng)的發(fā)電機d軸模型示意圖；

圖4為本發(fā)明一種實施例公開的發(fā)電機全控整流系統(tǒng)的發(fā)電機dq軸矢量模型示意圖；

圖5為本發(fā)明一種實施例公開的發(fā)電機全控整流系統(tǒng)整流后的發(fā)電機工作矢量模型示意圖；

圖6為本發(fā)明一種實施例公開的發(fā)電機全控整流系統(tǒng)的鎖相環(huán)的構造示意圖；

圖7為本發(fā)明一種實施例公開的發(fā)電機全控整流系統(tǒng)的控制方法的示意框圖。

圖中，各組件與附圖標記之間的對應關系為：

101.勵磁機控制器，102.勵磁機，103.滑模觀測器，104.鎖相環(huán)，105.電壓控制器，106.電流控制器，107.脈寬調制器，108.負載，a.第一路控制指令，b.第二路控制指令。

具體實施方式

為使本發(fā)明實施例的目的、技術方案和優(yōu)點更加清楚，下面將結合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例是本發(fā)明的一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發(fā)明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動的前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護的范圍。

下面結合附圖對本發(fā)明做進一步的詳細描述：

如圖1所示，根據(jù)本發(fā)明提供的一種發(fā)電機全控整流系統(tǒng)，包括：發(fā)電機、整流單元和控制單元，其中，發(fā)電機包括定子繞組和勵磁系統(tǒng)，勵磁系統(tǒng)與定子繞組配合設置，在參考控制信號的激勵下勵磁系統(tǒng)與定子繞組實現(xiàn)發(fā)電；整流單元用于對發(fā)電機的輸出電流進行整流，整流單元的三相交流端直接與定子繞組相連，整流單元的直流側連接負載108；控制單元用于根據(jù)發(fā)電機輸出端和整流單元輸出端的電壓電流信號，以及預設的參考值進行運算，得出控制整流單元的igbt的通斷的pwm開關信號。

在該實施例中，圖1中左側虛線框內(nèi)為發(fā)電機的等效電氣模型，ea、eb、ec為三相轉子繞組的等效反電動勢，l、r為定子繞組的電感和電阻，機端輸出電壓為v。六個帶反并聯(lián)二極管的igbt構成全控整流橋，整流單元直流側連接濾波電容c，后接入負載108。通過將igbt的三相交流端直接與定子繞組相連，利用發(fā)電機側定子繞組電感替代傳統(tǒng)全控整流單元中的濾波電感，提高了發(fā)電機系統(tǒng)全控整流裝置的輕量化與集成化，通過實時獲取發(fā)電機端電壓、電流信號值和整流單元輸出直流側電壓信號值，計算發(fā)電機轉子實時位置，進一步生成調節(jié)交流側電流的第一路控制指令a和調節(jié)直流側電壓的第二路控制指令b，調制pwm開關信號送入igbt驅動模塊，實現(xiàn)了發(fā)電機系統(tǒng)全控整流系統(tǒng)的穩(wěn)定輸出，同時使發(fā)電機處于單位功率因數(shù)工作，減小了電流諧波污染，提高了動態(tài)響應速度，保證了整流單元直流側輸出電壓可調，提高了電能利用率。

其中，通過使用六個帶反并聯(lián)二極管的igbt構成全控整流單元，使整流單元可搭配普通的同步發(fā)電機，整流單元和發(fā)電機整合為了一個系統(tǒng)。

其中，參考控制信號為發(fā)電機空載時的勵磁電流，預設的參考值包括預設的整流單元的直流側電壓、發(fā)電機磁鏈確定的反電動勢。發(fā)電機空載時的勵磁電流和發(fā)電機磁鏈確定的反電動勢根據(jù)發(fā)電機的參數(shù)確定，發(fā)電機一旦確定，上述兩參數(shù)也是恒定值。對預設的整流單元的直流側電壓進行調整，可調節(jié)輸出的直流電壓電，從而對整流單元的開關器件進行控制。

在上述實施例中，優(yōu)選地，定子繞組作為整流單元的濾波電感，定子繞組的電感值根據(jù)發(fā)電機和整流單元的參數(shù)相匹配設置。

在該實施例中，通過定子繞組將發(fā)電機與整流單元整合為一個系統(tǒng)，為了解決兩者兼容工作的問題，定子繞組的電感值應該與發(fā)電機和整流單元的參數(shù)相匹配設置。發(fā)電機定子繞組不僅充當定子電樞感應轉子的電動勢，輸出機端電壓，同時在連接整流單元后充當整流單元交流側濾波電感，定子繞組與整流單元直接相關的參數(shù)為其等效電感值，發(fā)電機的定子繞組設計與傳統(tǒng)電機一致，采用經(jīng)驗公式或根據(jù)技術要求確定。

具體地，如圖2和圖3所示，同步發(fā)電機的在穩(wěn)態(tài)運行時的等效電路模型建立在轉子磁鏈同步參考dq坐標系下。在該電路模型中，采用q軸為有功軸建模，為了對轉子回路進行建模，采用q軸電路中的恒定電流源if代替轉子繞組的勵磁電流，ωψf為轉子等效反電動勢。其中，ldm、lqm為定子等效電感l(wèi)m在dq軸上的分量，l1s為定、轉子存在的漏電感，定義ld＝l1s+ldm、lq＝l1s+lqm分別為定子d軸電感和q軸電感，ωldids、ωlqiqs為dq軸電樞反應電勢，可得同步發(fā)電機電壓方程模型為式(1)和式(2)：

如圖4所示為根據(jù)上述數(shù)學模型得出的發(fā)電機在工作時的矢量模型。圖5所示為整流后的發(fā)電機工作矢量模型。當發(fā)電機工作在額定功率的情況下，由于自身定子電感電樞反應的存在，機端電壓us會滯后于轉子側反電動勢e0，發(fā)電機在運行時保持電感性工作狀態(tài)，一般三相發(fā)電機的額定功率因數(shù)為0.8。

依據(jù)此模型，整流單元與發(fā)電機匹配，設計發(fā)電機單位功率因數(shù)運行，即要求定子電流的相位與轉子等效反電動勢e0相位保持一致，定子電流相位要超前于機端電壓相位，發(fā)電機在輸出端呈容性帶負載工作狀態(tài)，對于發(fā)電機轉子側，要保證感應生成的定子電流與轉子反電動勢同相位。發(fā)電機帶整流單元后的工作矢量如圖5所示。同時要調制定子電流保持正弦，電流無高次諧波。

依據(jù)此模型，要確定轉子等效反電動勢幅值在要求范圍內(nèi)，發(fā)電機在運行過程中為了使機端輸出電壓us恒定，會相應調節(jié)勵磁電流if的大小改變勵磁機102上轉子反電動勢e0的值，發(fā)電機空載后的機端電壓us0等于空載轉子等效反電動勢e0。

設計勵磁機102的控制方式為電流控制，通過勵磁機控制器101輸出恒定大小電流if0形成勵磁磁場，發(fā)電機勵磁機102ex感應三相電經(jīng)整流后供給轉子，轉子產(chǎn)生磁場。勵磁機控制器101檢測發(fā)電機空載時的勵磁電流有效值，作為參考控制信號值作為恒定電流輸出，保證勵磁的在所設定值不變，設定值參考空載機端電壓us0，從而保證轉子反電動勢不變。同時，在匹配不同電壓等級的整流單元工作時，可改變參考控制信號范圍，使其控制的轉子等效反電動勢匹配整流單元工作。需要注意的是，轉子勵磁控制與整流單元輸出電壓之間并不為一一對應關系，同一勵磁控制信號可匹配不同的電壓，只是在整流單元輸出電壓變化范圍較大的情況，為了更好的控制效果可相應調節(jié)勵磁。

對于同步發(fā)電機主要涉及到交軸同步電抗，包括電樞漏電抗和交軸電樞反應電抗，和直軸同步電抗，包括電樞漏電抗和直軸電樞反應電抗，同步電樞反應電抗對應三相交流繞組電流在氣息中所產(chǎn)生的基波磁場，為主電抗。在發(fā)電機穩(wěn)態(tài)工作情況下，定子繞組的電感值l與電抗x成正比，依據(jù)公式為x＝ωl。同時線圈的電感l(wèi)還可表示為一般在電機的參數(shù)確定中可以用磁鏈來推導出電抗，從中可以知道電感的大小，進而與整流單元濾波電感匹配。

交流電機定子基波磁場的每極基波磁通量φ計算如下：

式中bδ1為電樞基波磁場的磁密幅值，單位t，lef為電樞鐵芯計算長度，單位m，τ為極距，單位m。

根據(jù)(3)式可推導交鏈電樞繞組的磁鏈ψ為：

ψ＝φkdpn1(4)

式中，kdpn1為電樞繞組每相有效串聯(lián)的匝數(shù)。

將(3)式帶入(4)式，并考慮到磁密幅值bδ1的求取，可導出磁鏈的計算公式，定子主電抗計算公式為：

式中，μ0為氣隙磁導率，為定值4π×10^-7(h/m)，m為電機的相數(shù)，p為電機的極對數(shù)，δef為有效氣隙長度，δef＝kδδ，其中kδ為卡特系數(shù)，δ為氣隙長度。可推導出定子的對應電感為：

從中，可看出發(fā)電機定子的電感與①每相串聯(lián)匝數(shù)，②電樞鐵芯長度，③極距，④氣隙長度有關，這些參數(shù)都是與發(fā)電機結構相關的固定量。

進而，根據(jù)發(fā)電機設計的依據(jù)，借鑒成功經(jīng)驗和工程資料，參考相近規(guī)格、相同類型的電機結構和尺寸，主要依靠下式確定電機的主要尺寸：

式中d為電樞鐵芯直徑，單位m；leff為電樞計算長度，n為發(fā)電機轉速，一般為額定轉速，單位r/min，p′為計算功率，單位v·a，p′＝mei，對于同步電機，e即利用電動勢公式e＝4.44fnkdpφ計算，實際中只需知道發(fā)電機的視在功率即可；α′p為計算計算極弧系數(shù)，其中bδau為氣隙平均磁密；knm為氣隙磁場波形系數(shù)，當磁場正弦分布時為1.11；kdp為電樞繞組的繞組系數(shù)，通常取基波繞組系數(shù)kdp1；a為線負載，即電樞圓周單位長度的安培導體數(shù)，bδ為磁負載，即為氣隙磁密的最大值，簡稱為氣隙磁密。以上分析可確定同步發(fā)電機的電樞繞組與發(fā)電機的關聯(lián)因素，通過對發(fā)電機的分析即可計算出相應匹配整流單元的相關參數(shù)，并可做出適當調整。

對于整流單元而言，電感要滿足有功功率級別的要求，交流側濾波電感的存在使整流單元具有boost型pwmac/dc變換性能及直流側受控電流源特性。電感的取值影響到第一控制信號所控制電流環(huán)的動、靜態(tài)響應，制約著整流單元的輸出功率、功率因數(shù)及直流電壓。整流單元單位功率因數(shù)運行的控制最終歸結為調整交流側機端電壓v的幅值、相位角，考慮直流母線電壓vdc，當功率確定，轉子等效反電動勢確定，發(fā)電機輸出頻率ω確定，電感兩端電壓vl要求不能過大，結合控制策略的電壓最大利用率，電感取值的上限關系如下：

式中em為發(fā)電機轉子等效反電動勢峰值，im為基波相電流峰值，為電流與轉子等效反電動勢向量的夾角，m為電壓最大利用率，spwm控制svpwm控制據(jù)此，當整流單元工作在單位功率因數(shù)時，考慮上述影響因素，可確定符合整流單元的電感上限范圍。

同時，電感要滿足瞬態(tài)電流跟蹤的能力，保證既要快速跟蹤電流，又要抑制電流諧波。整流單元要調制出正弦波電流，在電流過零處電流變化率最大，電感要足夠小滿足快速跟蹤電流的要求，電流峰值處，電流諧波脈動最嚴重，電感要足夠大能抑制諧波。

發(fā)電機定轉子之間存在電氣隔離，轉子繞組的反電動勢的相位和幅值并不能實時測量，整流單元控制策略上采用磁鏈定向的電壓電流雙閉環(huán)控制，所檢測磁鏈的相位滯后于轉子等效反電動勢相位90°，要使dq軸中q軸作為有功軸，d軸作為無功軸，當發(fā)電機穩(wěn)態(tài)運行時，轉子磁鏈矢量幅值恒定并以恒定速度旋轉。

在上述實施例中，優(yōu)選地，勵磁系統(tǒng)包括勵磁機控制器101、勵磁機102和轉子繞組，勵磁機102感應勵磁機控制器101輸出的參考控制信號產(chǎn)生三相感應電流，勵磁機102與轉子繞組相連接，對三相感應電流整流后傳輸?shù)睫D子繞組。

在該實施例中，以設計勵磁機102控制方式為電流控制為例，通過勵磁機控制器101輸出恒定大小電流形成勵磁磁場，發(fā)電機的勵磁機102對勵磁磁場感應到的三相電進行整流，然后供給轉子繞組，轉子繞組產(chǎn)生磁場。勵磁機控制器101以控制單元檢測到的發(fā)電機空載時的勵磁電流有效值作為參考控制信號值，將參考控制信號值轉化為恒定電流輸出，保證勵磁的設定值不變，從而保證轉子反電動勢不變。而且，在匹配不同電壓等級的整流單元工作時，可改變參考控制信號值的范圍，使其控制的轉子繞組的等效反電動勢匹配整流單元工作。需要注意的是，轉子繞組的勵磁控制與整流單元輸出電壓之間并不為一一對應關系，同一勵磁控制信號可匹配不同的電壓，只是在整流單元輸出電壓變化范圍較大的情況，為了更好的控制效果可相應調節(jié)勵磁。

在上述實施例中，優(yōu)選地，上述控制單元包括轉換子單元、處理子單元、運算子單元、控制子單元；轉換子單元用于檢測發(fā)電機機端和整流單元的輸出端的電壓電流信號，并將檢測到的電壓電流信號轉換為數(shù)字式的電壓電流信號值；處理子單元用于將電壓電流信號值進行不同坐標的變換或反變換，并根據(jù)發(fā)電機輸出端的電壓電流信號利用滑模觀測器103和鎖相環(huán)104確定轉子繞組的矢量位置；運算子單元將電壓電流信號和給定的參考控制信號進行相應的運算；控制子單元根據(jù)運算子單元的運算結果，生成控制igbt的通斷的pwm開關信號。

在該實施例中，優(yōu)選地，控制子單元包括電壓控制器105、電流控制器106和脈寬調制器107，電壓控制器105用于根據(jù)運算子單元生成的第一路控制指令a生成參考電流值電流控制器106根據(jù)運算子單元生成的第二路控制指令b進行解耦生成電壓調制指令，脈寬調制器107根據(jù)轉換子單元轉換后的電壓調制指令生成矢量脈寬調制開關信號。

在該實施例中，優(yōu)選地，運算子單元將整流單元輸出端的電壓vdc與預設的整流單元直流側電壓的求差生成第一路控制指令a，運算子單元將參考電流值與dq坐標系下的發(fā)電機輸出端電流值iq(id)求差生成第二路控制指令b。

在該實施例中，優(yōu)選地，轉換子單元對發(fā)電機的輸出端和整流單元的輸出端的電壓電流信號進行檢測，并通過ad轉換將檢測到的電壓電流信號轉換為處理器可以識別的數(shù)字式的電壓電流信號值。

具體地，處理子單元將發(fā)電機輸出端的電流信號值變換為αβ坐標系下的電流值，用于根據(jù)轉子繞組的矢量位置將αβ坐標系下的電流值變換為dq坐標系下的電流值，還用于根據(jù)轉子繞組的矢量位置將電壓調制指令反變換為αβ坐標系下的電壓調制指令。將電壓電流信號值通過滑模觀測器103進行觀測，得出發(fā)電機的轉子繞組的反電動勢在αβ坐標系下的分量，再經(jīng)過鎖相環(huán)104對上述分量進行相應的計算得出轉子繞組的矢量位置，滑模觀測器103與鎖相環(huán)104構造無位置傳感器，從而觀測出發(fā)電機的無法直接測得的內(nèi)部測量量，從而獲取轉子繞組的磁鏈位置θ。

其中，由于發(fā)電機內(nèi)部測量量無法測得，為了獲得轉子磁鏈位置，交流電壓、電流檢測電路實時采集a、b兩相的電壓、電流模擬信號，送入da轉換單元，轉換為數(shù)字信號，采用滑膜觀測器與鎖相環(huán)104的方法構造無位置傳感器，滑模觀測器103可很好的適應于電壓經(jīng)開關管動作后被pwm化的情況，電壓測量量可直接引出于機端電壓值。根據(jù)發(fā)電機電壓模型(式(1)、式(2))構造整流單元滑模觀測器103，切換函數(shù)依據(jù)實時電流與觀測值確定，定義切換函數(shù)為為定子電流觀測值，iα、iβ為定子電流實測值，定義切換面為根據(jù)要觀測的對象，利用eα、eβ來計算轉子位置，采用常值切換函數(shù)式中signs(x)為符號函數(shù)，k為滑模增益。構造滑模觀測器103：

結合發(fā)電機電壓模型可得動態(tài)誤差方程：

使滑膜觀測器達到可達性條件，式中k的取值范圍為：k<-max{|eα||eβ|}。

滑模觀測器103最終穩(wěn)定在切換面附近，當滑模觀測器103工作在穩(wěn)定狀態(tài)后可近似認為即：

將(11)帶入誤差方程(6)，可以得到：

這樣，由估算電流值和實際電流值的誤差產(chǎn)生的開關信號即包含轉子反電動勢的信息，但其包含大量高頻開關信息，需要用低通濾波器從開關信息中提取連續(xù)的等效信號，即為反電動勢估算值：

轉子在α-β坐標系下等效磁鏈方程為：

其中，θr為d軸磁鏈與α軸角度，轉子等效反電動勢e角度超前其90°。

在一個實時的滑模變結構控制系統(tǒng)當中，系統(tǒng)的切換過程不是一個完全理想的開關函數(shù)，在離散化的過程中，系統(tǒng)不能漸進穩(wěn)定與原點，而是在光滑的滑動模態(tài)上疊加一個鋸齒形的軌跡，在實際應用中，高頻抖振是必然存在的，這是滑膜觀測器的一個結構問題。抖振的存在提高了滑膜觀測器的抗攝動和抗擾動能力，但同時也影響系統(tǒng)精度，破壞系統(tǒng)性能。

直接利用反正切計算角度由于抖振的問題將造成較大的角度估算誤差，為了克服上述缺點，利用鎖相環(huán)104來提取反電動勢的速度和位置信息，鎖相環(huán)104的低通濾波特性可以起到削弱抖振的作用。

如圖6所示為鎖相環(huán)104的構造方式的示意圖。根據(jù)上述滑膜觀測器的觀測結果，θr為轉子實際位置，θ為估算位置。

δe＝-eαcosθ-eβsinθ

＝ωψfsinθrcosθ-ωψfcosθrsinθ

＝ωψfsin(θr-θ)

轉子實際位置與估算位置相減后得到轉子位置估算誤差，將該誤差進行pi調節(jié)后獲得轉子速度估計值，對速度估計值進行積分便可得到轉子位置，積分后對2π取余得到實際轉子位置。

其中，轉換子單元將檢測到的發(fā)電機輸出端的電流信號值變換為αβ坐標系下的分量，并根據(jù)轉子繞組的矢量位置，將αβ坐標系下的電流信號值分量變換為dq坐標系下的電流信號值。

其中，運算子單元將轉換子單元檢測到的整流單元輸出端的電壓信號值與預設的整流單元直流側電壓進行求差運算，將得出的差值進行比例放大或積分生成第一路控制指令a，用以控制直流側電壓幅值。

其中，控制子單元中的電壓控制器105根據(jù)第一路控制指令a給出有功軸電流的參考值，通過對有功電流的調節(jié)來控制整流單元瞬時有功功率，電壓控制器105可采用傳統(tǒng)的比例積分控制，得到對比結構，另一路為無功軸，若保證發(fā)電機轉子反電動勢工作于單位功率因數(shù)，需要保證無功分量為0，設定無功軸參考電流為0，則運算子單元將dq坐標系下的電流信號值分量分別與有功軸電流的參考值和無功軸參考電流進行求差運算，生成電流第二路控制指令b。控制子單元對第二路控制指令b進行解耦運算，以消除dq坐標系下電流之間存在的耦合影響。設計有、無功軸解耦補償環(huán)節(jié)，采用交叉耦合前饋補償?shù)姆椒ǎ瑢﹄姍C側的擾動和交叉耦合擾動進行前饋補償，在此可以設計電壓參考指令環(huán)節(jié)為比例積分調節(jié)，通過pi調節(jié)器對電壓參考指令誤差進行調節(jié)。經(jīng)過將第二路控制指令b解耦，同時調整比例積分參數(shù)，生成電壓調制指令。轉換子單元根據(jù)轉子繞組的矢量位置，將電壓調制指令反變換至αβ坐標系下。控制子單元再采用spwm(sinusoidalpulsewidthmodulation)或svpwm(spacevectorpulsewidthmodulation)算法，生成不同占空比的脈寬調制矢量波形，控制整流單元中開關器件的開啟關斷。以svpwm為例，空間電流矢量svpwm調制技術不僅具有開關頻率低、諧波分量小、動態(tài)響應快的優(yōu)點，而且其直流電流利用率要比spwm提高近15.5％，并且數(shù)字化實現(xiàn)也比較簡單。

其中，設計有、無功軸解耦補償環(huán)節(jié)，采用交叉耦合前饋補償?shù)姆椒ǎ瑢﹄姍C側的擾動和交叉耦合擾動進行前饋補償，在此可以設計電壓參考指令環(huán)節(jié)為比例積分調節(jié)，通過pi調節(jié)器對電壓參考指令誤差進行調節(jié)，實現(xiàn)有、無功軸電流對給定值的無靜差跟蹤、發(fā)電機單位功率因數(shù)，解耦及電流控制器106關系如下：

如圖7所示，根據(jù)本發(fā)明提供的一種發(fā)電機全控整流系統(tǒng)的控制方法，包括：步驟s101，檢測發(fā)電機的輸出端和整流單元的輸出端的電壓電流信號，并對電壓電流信號轉換為數(shù)字式的電壓電流信號值；步驟s102，根據(jù)發(fā)電機輸出端的電壓電流信號值計算轉子繞組的矢量位置以及dq坐標系下的發(fā)電機輸出端電流值；步驟s103，根據(jù)整流單元的輸出端電壓電流信號值與預設的參考值生成第一路控制指令；步驟s104，根據(jù)第一路控制指令生成參考電流值，并與dq坐標系下的發(fā)電機輸出端電流值求差生成第二路控制指令；步驟s105，根據(jù)給定的參考值對第二路控制指令進行補償和解耦，生成電壓調制指令；步驟s106，根據(jù)轉子繞組的矢量位置和電壓調制指令進行空間電壓矢量調制，生成矢量脈寬調制開關信號，控制整流單元中開關器件的開啟關斷。

在該實施例中，根據(jù)發(fā)電機輸出端的電壓電流信號值計算轉子繞組的矢量位置以及dq坐標系下的發(fā)電機輸出端電流值具體包括：對發(fā)電機輸出端的電壓電流信號值通過滑模觀測器進行觀測；根據(jù)觀測值和實時的電壓電流信號值計算得出轉子繞組的反電動勢在αβ坐標系下的分量；通過鎖相環(huán)對轉子繞組的反電動勢在αβ坐標系下的分量進行相應計算得到轉子繞組的矢量位置；根據(jù)轉子繞組的矢量位置將αβ坐標系下的發(fā)電機輸出端的電流值變換為dq坐標系下的電流值。

具體地，控制子單元中的電壓控制器根據(jù)第一路控制指令給出有功軸電流的參考值，通過對有功電流的調節(jié)來控制整流單元瞬時有功功率，電壓控制器可采用傳統(tǒng)的比例積分控制，得到對比結構，另一路為無功軸，需要保證無功分量為0，設定無功軸參考電流為0，則運算子單元將dq坐標系下的電流信號值分量分別與有功軸電流的參考值和無功軸參考電流進行求差運算，生成電流第二路控制指令。控制子單元對第二路控制指令進行解耦運算，以消除dq坐標系下電流之間存在的耦合影響。設計有、無功軸解耦補償環(huán)節(jié)，采用交叉耦合前饋補償?shù)姆椒ǎ瑢﹄姍C側的擾動和交叉耦合擾動進行前饋補償，在此可以設計電壓參考指令環(huán)節(jié)為比例積分調節(jié)，通過pi調節(jié)器對電壓參考指令誤差進行調節(jié)。經(jīng)過將第二路控制指令解耦，同時調整比例積分參數(shù)，生成電壓調制指令。轉換子單元根據(jù)轉子繞組的矢量位置，將電壓調制指令反變換至αβ坐標系下。控制子單元再采用svpwm算法，生成不同占空比的脈寬調制矢量波形，控制整流單元中開關器件的開啟關斷。

以上為本發(fā)明的實施方式，考慮到現(xiàn)有技術中整流裝置造成諧波污染和局部諧振、電能利用率低、不能完全適用于普通發(fā)電機的技術問題，本發(fā)明提出了一種發(fā)電機全控整流系統(tǒng)及其控制方法，通過利用發(fā)電機定子側繞組電感替代傳統(tǒng)全控整流單元中的濾波電感，全控整流單元搭配普通同步發(fā)電機，整流單元與發(fā)電機整合為一個系統(tǒng)，提高了發(fā)電機系統(tǒng)全控整流裝置的輕量化與集成化，通過實時獲取發(fā)電機端電壓、電流信號值和整流單元輸出直流側電壓信號值，計算發(fā)電機轉子實時位置，進一步生成調節(jié)交流側電流的第一路控制指令a和調節(jié)直流側電壓的第二路控制指令b，調制pwm開關信號送入igbt驅動模塊，實現(xiàn)了發(fā)電機系統(tǒng)全控整流系統(tǒng)的穩(wěn)定輸出，同時使發(fā)電機處于單位功率因數(shù)工作，減小了電流諧波污染，提高了動態(tài)響應速度，保證了整流單元直流側輸出電壓可調，提高了電能利用率。

以上僅為本發(fā)明的優(yōu)選實施例而已，并不用于限制本發(fā)明，對于本領域的技術人員來說，本發(fā)明可以有各種更改。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。