本實用新型涉及一種檢測裝置，尤其是一種包裝計數傳感裝置。

背景技術：

在各種產品的自動包裝過程中，需要對包裝產品數量進行計數。包裝產品數量計數經常采用光電開關、霍爾開關、磁簧開關，或者是電感式接近開關、電容式接近開關等檢測裝置對包裝產品運輸傳送過程進行檢測，當運輸線上有包裝產品經過時，檢測裝置產生一個初始計數脈沖信號，由各種計數裝置或者控制系統對包裝產品數量進行計數與包裝控制。由于包裝產品傳輸過程存在晃動、傳輸機構存在抖動、機械開關自身的觸點抖動等原因，造成檢測裝置產生的初始計數脈沖信號邊沿存在抖動脈沖，即窄脈沖干擾信號。包裝運輸線傳輸速度不同，窄脈沖干擾信號的寬度也不一樣。

技術實現要素：

為了解決現有產品自動包裝過程中包裝產品數量計數脈沖信號所存在的問題，本實用新型提供了一種包裝計數傳感裝置，包括計數脈沖產生單元、窄脈沖過濾單元、包裝傳輸速度變換單元。

所述計數脈沖產生單元輸出初始脈沖至窄脈沖過濾單元，窄脈沖過濾單元輸出計數脈沖；所述包裝傳輸速度轉換單元輸入為包裝傳輸速度，輸出連接至窄脈沖過濾單元。

所述窄脈沖過濾單元包括正向充放電電路、反向充放電電路、數據選擇器。

所述正向充放電電路和反向充放電電路的輸入均為初始脈沖；所述數據選擇器為二選一數據選擇器；所述數據選擇器的二個數據輸入端分別連接至正向充放電電路、反向充放電電路的輸出端；所述數據選擇器的數據輸出端為計數脈沖端；所述數據選擇器的選擇控制端連接至計數脈沖。

所述正向充放電電路包括正向電流驅動器、正向抗干擾電容、正向抗干擾施密特電路；所述正向電流驅動器輸入為正向充放電電路的輸入端，輸出連接至正向抗干擾施密特電路輸入端；所述正向抗干擾電容的一端連接至正向抗干擾施密特電路輸入端，另外一端連接至包裝計數傳感裝置的公共地或者是正向抗干擾施密特電路的供電電源。

所述反向充放電電路包括反向電流驅動器、反向抗干擾電容、反向抗干擾施密特電路；所述反向電流驅動器輸入為反向充放電電路的輸入端，輸出連接至反向抗干擾施密特電路輸入端；所述反向抗干擾電容的一端連接至反向抗干擾施密特電路輸入端，另外一端連接至包裝計數傳感裝置的公共地或者是反向抗干擾施密特電路的供電電源。

所述正向抗干擾施密特電路輸出端為正向充放電電路輸出端，反向抗干擾施密特電路輸出端為反向充放電電路輸出端。

所述正向電流驅動器為開漏輸出同相驅動器，反向電流驅動器為開漏輸出反相驅動器。

所述包裝傳輸速度轉換單元的輸出為脈寬控制電壓；所述開漏輸出同相驅動器輸出上拉電阻的電源為脈寬控制電壓；所述開漏輸出反相驅動器輸出上拉電阻的電源為脈寬控制電壓。

本實用新型的有益效果是：所述包裝計數傳感裝置允許初始計數脈沖信號中寬度大于規定值的正脈沖和負脈沖信號通過，自動過濾負寬脈沖期間的正窄脈沖和正寬脈沖期間的負窄脈沖；能夠快速恢復過濾能力過濾連續的正窄脈沖或者負窄脈沖干擾信號，消除初始計數脈沖中的上升沿連續抖動和下降沿連續抖動；需要過濾的正窄脈沖最大寬度能夠跟隨包裝傳輸速度進行自適應變化，且能通過改變改變正向電流驅動器的流出驅動電流范圍和正向抗干擾電容大小進行調整；需要過濾的負窄脈沖最大寬度能夠跟隨包裝傳輸速度進行自適應變化，且能通過改變反向電流驅動器的流出驅動電流范圍和反向抗干擾電容大小進行調整；所述包裝計數傳感裝置能夠應用在各種自動包裝裝置中需要對包裝數量進行計數的場合。

附圖說明

圖1為包裝計數傳感裝置實施例結構框圖；

圖2為窄脈沖過濾單元實施例；

圖3為窄脈沖過濾單元實施例的波形；

圖4為包裝傳輸速度變換單元實施例；

圖5為正向電流驅動器和反向電流驅動器實施例1電路；

圖6為正向電流驅動器和反向電流驅動器實施例2電路；

圖7為正向電流驅動器和反向電流驅動器實施例3電路。

具體實施方式

以下結合附圖對本實用新型作進一步說明。

如圖1所示為包裝計數傳感裝置實施例結構框圖。計數脈沖產生單元100輸出初始脈沖P1，由窄脈沖過濾單元300對初始脈沖P1進行窄脈沖過濾，得到濾除干擾脈沖之后的計數脈沖P2。包裝傳輸速度變換單元400將包裝傳輸速度n轉換為脈寬控制電壓UK，脈寬控制電壓UK被送至窄脈沖過濾單元300，對窄脈沖過濾單元300過濾的窄脈沖寬度進行控制。

計數脈沖產生單元為常用的光電開關、霍爾開關、磁簧開關，或者是電感式接近開關、電容式接近開關，等等。當運輸線上有包裝產品經過時，計數脈沖產生單元產生并輸出一個初始脈沖信號。初始脈沖即為未濾除干擾信號的初始計數脈沖。

窄脈沖過濾單元包括正向充放電電路、反向充放電電路、數據選擇器。

如圖2所示為窄脈沖過濾單元實施例。實施例中，正向電流驅動器、正向抗干擾電容、正向抗干擾施密特電路分別為電流驅動器U11、電容C11、施密特電路F11，組成了正向充放電電路；反向電流驅動器、反向抗干擾電容、反向抗干擾施密特電路分別為電流驅動器U21、電容C21、施密特電路F21，組成了反向充放電電路。電容C11的一端接施密特電路F11的輸入端，另外一端連接至公共地；電容C21的一端接施密特電路F21的輸入端，另外一端連接至公共地。P1為初始脈沖端，P2為計數脈沖端。

實施例中，數據選擇器T11為二選一數據選擇器，二個數據輸入信號與輸出信號之間都是同相關系，施密特電路F11、施密特電路F21則分別為同相施密特電路和反相施密特電路，因此，數據選擇器T11輸出與施密特電路F11輸入信號之間為同相關系，數據選擇器T11輸出與施密特電路F21輸入信號之間為反相關系。數據選擇器T11的功能為：當選擇控制端A＝0時，輸出Y＝D1；當選擇控制端A＝1時，輸出Y＝D2。數據選擇器T11的輸出端Y(即脈沖輸出端P2)直接連接至數據選擇器T11的選擇控制端A，計數脈沖P2為低電平時，控制數據選擇器T11選擇施密特電路F11的輸出信號A3送到數據選擇器的輸出端Y；計數脈沖P2為高電平時，控制數據選擇器T11選擇施密特電路F21的輸出信號A4送到數據選擇器的輸出端Y。

圖3為窄脈沖過濾單元實施例的波形，包括初始脈沖P1和施密特電路F11輸出A3、施密特電路F21輸出A4、計數脈沖P2的波形。圖2中，當初始脈沖P1長時間維持為低電平時，A1點為低電平，施密特電路F11的輸出A3為低電平；當初始脈沖P1長時間維持為高電平時，A1點為高電平，A3為高電平。當初始脈沖P1從高電平變成低電平時，電流驅動器U11的輸出A1立即變成低電平電位，A3立即從高電平變成低電平。當初始脈沖P1從低電平變成高電平時，A1電位因電流驅動器U11輸出的驅動電流向電容C11充電而上升，當充電時間達到T1，A1電位上升達到并超過施密特電路F11的上限門檻電壓時，A3從低電平變成高電平；當P1的正脈沖寬度小于T1，充電時間小于T1，A1電位未達到施密特電路F11的上限門檻電壓時P1即變成低電平，A1電位立即變成低電平電位，A3維持低電平狀態。圖3中，P1和A3的初始狀態為低電平。正窄脈沖11、正窄脈沖12、正窄脈沖13的寬度均小于T1，A1電位無法經充電達到或超過施密特電路F11的上限門檻電壓，對A3狀態沒有影響；P1的正脈沖14的寬度大于T1，因此，在P1的正脈沖14的上升沿過時間T1后，A3從低電平變為高電平。P1的正脈沖14的下降沿使A3從高電平變為低電平，P1的正脈沖15的寬度大于T1，在正脈沖15上升沿過時間T1后，A3從低電平變為高電平。P1正脈沖15的下降沿使A3從高電平變為低電平，P1的正脈沖16、正脈沖17、正脈沖18的寬度均小于T1，因此，正脈沖16、正脈沖17、正脈沖18對A3沒有影響，A3維持低電平狀態。P1的正脈沖19的寬度大于T1，在正脈沖19上升沿過時間T1后，A3從低電平變為高電平。

圖2中，當初始脈沖P1長時間維持為低電平時，A2點為高電平，施密特電路F21的輸出A4為低電平；當初始脈沖P1長時間維持為高電平時，A2點為低電平，A4為高電平。當初始脈沖P1從低電平變成高電平時，電流驅動器U21的輸出A2立即變成低電平電位，A4立即從低電平變成高電平。當初始脈沖P1從高電平變成低電平時，A2電位因電流驅動器U21輸出的驅動電流向電容C21充電而上升，當充電時間達到T2，A2電位上升達到施密特電路F21的上限門檻電壓時，A4從高電平變成低電平；當P1的負脈沖寬度小于T2，充電時間小于T2，A2電位未上升達到施密特電路F21的上限門檻電壓時，P1即變成高電平，A2立即變成低電平電位，A4維持高電平狀態。圖3中，P1和A4的初始狀態為低電平。P1的正脈沖11的上升沿使A4從低電平變為高電平，P1的負脈沖20的寬度大于T2，在負脈沖20下降沿過時間T2后，A4從高電平變為低電平。P1的正脈沖12的上升沿使A4從低電平變為高電平，P1的負脈沖20、負脈沖21的寬度均小于T2，因此，負脈沖20、負脈沖21對A4沒有影響，A4維持低電平狀態。負脈沖23、負脈沖24、負脈沖25、負脈沖26的寬度均小于T2，A2電位無法經充電達到或高于施密特電路F21的上限門檻電壓，對A4狀態沒有影響；P1的負脈沖27的寬度大于T2，因此，在P1的負脈沖27的下降沿過時間T2后，A4從高電平變為低電平。在P1的負脈沖27的上升沿，A4從低電平變為高電平。

施密特電路F11的輸出A3在初始脈沖P1為低電平時保持低電平，在初始脈沖P1由低電平變為高電平后過時間T1才變為高電平。施密特電路F21的輸出A4在初始脈沖P1為高電平時保持高電平，在初始脈沖P1由高電平變為低電平后過時間T2才變為低電平。或者說，在A3為高電平時，A4必定為高電平；在A4為低電平時，A3必定為低電平。

圖3中，A3、A4的初始狀態均為低電平，數據選擇器T11的輸出Y為低電平，數據選擇器T11選擇A3作為輸出Y且在A3為低電平的期間維持。當A3在邊沿30從低電平變為高電平時，輸出Y變為高電平，數據選擇器T11選擇A4作為輸出Y，此時A4必定為高電平，維持輸出Y的高電平狀態。當A4在邊沿31從高電平變為低電平時，輸出Y變為低電平，數據選擇器T11選擇A3作為輸出Y，此時A3必定為低電平，維持輸出Y的低電平狀態。當A3在邊沿32從低電平變為高電平時，輸出Y變為高電平，數據選擇器T11選擇A4作為輸出Y，此時A4必定為高電平，維持輸出Y的高電平狀態。

窄脈沖過濾單元將P1信號中的窄脈沖11、窄脈沖12、窄脈沖13、窄脈沖23、窄脈沖24、窄脈沖25、窄脈沖26都過濾掉，而正寬脈沖14(包括正脈沖14、正脈沖15、正脈沖16、正脈沖17和正脈沖18，負脈沖23、負脈沖24、負脈沖25、負脈沖26為干擾脈沖)、負寬脈沖27能夠通過，使P2信號中出現相應的正寬脈沖28和負寬脈沖29。計數脈沖P2與初始脈沖P1同相，而輸出的寬脈沖28上升沿比輸入的正寬脈沖14上升沿滯后時間T1，下降沿滯后時間T2。

正脈沖11、正脈沖12、正脈沖13為正窄脈沖，時間T1為窄脈沖過濾單元能夠過濾的最大正窄脈沖寬度。T1即為正向充電時間。T1受到電流驅動器U11的流出驅動電流大小、電流驅動器U11的低電平電位、電容C11大小、施密特電路F11的上限門檻電壓共同影響。通常情況下，調整T1的值可以通過改變電流驅動器U11的流出驅動電流大小和電容C11大小來進行。

負脈沖23、負脈沖24、負脈沖25、負脈沖26為負窄脈沖，時間T2為窄脈沖過濾單元能夠過濾的最大負窄脈沖寬度。T2即為反向充電時間。T2受到電流驅動器U21的流出驅動電流大小、電流驅動器U21的低電平電位、電容C21大小、施密特電路F21的上限門檻電壓共同影響。通常情況下，調整T2的值可以通過改變電流驅動器U21的流出驅動電流大小和電容C21大小來進行。

圖2中，電容C11接公共地的一端還可以改接在施密特電路F11、施密特電路F21的供電電源端；同樣地，電容C21接公共地的一端也可以單獨或者與電容C11一起改接在施密特電路F11、施密特電路F21的供電電源端。

圖2中，施密特電路F11、施密特電路F21還可以同時或者單獨選擇反相施密特電路，數據選擇器T11的輸入D1、D2與輸出Y之間還可以同時或者單獨為反相關系。當施密特電路F11、施密特電路F21同時或者單獨選擇反相施密特電路，數據選擇器T11的輸入D1、D2與輸出Y之間同時或者單獨為反相關系時，需要滿足下面的條件，即：當數據選擇器T11輸出Y與施密特電路F11正向充放電電路輸入信號之間為同相關系時，數據選擇器T11輸出Y與施密特電路F21輸入信號之間為反相關系；此時Y的低電平控制選擇施密特電路F11的輸出送到數據選擇器T11的輸出端，Y的高電平控制選擇施密特電路F21的輸出送到數據選擇器T11的輸出端。當數據選擇器T11輸出Y與施密特電路F11輸入信號之間為反相關系時，數據選擇器T11輸出Y與施密特電路F21輸入信號之間為同相關系；此時Y的低電平控制選擇施密特電路F21的輸出送到數據選擇器T11的輸出端，Y的高電平控制選擇施密特電路F11的輸出送到數據選擇器T11的輸出端。

所述正向抗干擾施密特電路、反向抗干擾施密特電路均為施密特電路，輸入信號為電容上的電壓，因此，要求施密特電路具有高輸入阻抗特性。施密特電路可以選擇具有高輸入阻抗特性的CMOS施密特反相器CD40106、74HC14，或者是選擇具有高輸入阻抗特性的CMOS施密特與非門CD4093、74HC24等器件。CMOS施密特反相器或者CMOS施密特與非門的上限門檻電壓為與器件相關的固定值。用施密特反相器或者施密特與非門構成同相施密特電路，需要在施密特反相器或者施密特與非門后面增加一級反相器。

施密特電路還可以選擇采用運算放大器來構成，采用運算放大器來構成施密特電路可以靈活地改變上限門檻電壓、下限門檻電壓。同樣地，采用運算放大器來構成施密特電路時，需要采用具有高輸入阻抗特性的結構與電路。

數據選擇器可以選擇74HC151、74HC152、74HC153、CD4512、CD4539等器件構成二選一數據選擇器，也可以用門電路構成二選一數據選擇器。

圖4為包裝傳輸速度變換單元實施例，包裝傳輸速度變換單元將包裝傳輸速度n轉換為脈寬控制電壓UK。圖4中，F71為包裝傳輸速度傳感器，F71將包裝傳輸速度n轉換為電壓Un輸出。運放F72及電阻R76、電阻R77、電阻R78、電阻R79組成零值調整電路，脈寬控制電壓UK從運放F72輸出端輸出。零值調整電路的作用之一是通過改變輸入的零值調整電壓VREF，將包裝傳輸速度n的最小速度(通常為0)對應的脈寬控制電壓UK調整為非0值；二是提高脈寬控制電壓UK的驅動能力。輸入速度范圍對應的脈寬控制電壓UK的范圍通過調整包裝傳輸速度傳感器F71參數、零值調整電路參數和零值調整電壓VREF來進行。圖4實施例中，當包裝傳輸速度n增大時，輸出的脈寬控制電壓UK增大；包裝傳輸速度n減小時，輸出的脈寬控制電壓UK減小。

圖5為正向電流驅動器和反向電流驅動器實施例1電路。開漏輸出同相驅動器F12、電阻R11組成正向電流驅動器。P1為低電平時，同相驅動器F12輸出A1為低電平；P1為高電平時，同相驅動器F12為開漏輸出，由脈寬控制電壓UK作為電源經電阻R11流出驅動電流。正向電流驅動器的流出驅動電流大小受到脈寬控制電壓UK的控制，包裝傳輸速度n增大時，輸出脈寬控制電壓UK增大，流出驅動電流增大。

開漏輸出反相驅動器F22、電阻R21組成反向電流驅動器。P1為高電平時，反相驅動器F22輸出A2為低電平；P1為低電平時，反相驅動器F22為開漏輸出，由脈寬控制電壓UK作為電源經電阻R21流出驅動電流。反向電流驅動器的流出驅動電流大小受到脈寬控制電壓UK的控制，包裝傳輸速度n增大時，輸出脈寬控制電壓UK增大，流出驅動電流增大。

同相驅動器F12、反相驅動器F22可以選擇各種集電極開路、漏極開路的集成電路。

圖6為正向電流驅動器和反向電流驅動器實施例2電路。三極管V21、電阻R22、電阻R23組成反向電流驅動器，P1為高電平時，三極管V21飽和導通，反向電流驅動器輸出A2為低電平；P1為低電平時，三極管V21截止，由脈寬控制電壓UK作為電源經電阻R22流出驅動電流。反向電流驅動器的流出驅動電流大小受到脈寬控制電壓UK的控制，包裝傳輸速度n增大時，輸出的脈寬控制電壓UK增大，流出驅動電流增大。

三極管V11、三極管V12、電阻R12、電阻R13、電阻R14組成正向電流驅動器，P1為低電平時，三極管V12截止，三極管V11飽和導通，正向電流驅動器輸出A1為低電平；P1為高電平時，三極管V12飽和導通，三極管V11截止，由脈寬控制電壓UK作為電源經電阻R12流出驅動電流。正向電流驅動器的流出驅動電流大小受到脈寬控制電壓UK的控制，包裝傳輸速度n增大時，輸出的脈寬控制電壓UK增大，流出驅動電流增大。圖5中的三極管V12、電阻R14組成的反相電路也可以用其他反相器來替代。

圖5和圖6中，當脈寬控制電壓UK為定值時，正向電流驅動器和反向電流驅動器提供的流出驅動電流不是恒定大小的驅動電流，會在一定范圍之內變化；脈寬控制電壓UK改變時，正向電流驅動器和反向電流驅動器提供的流出驅動電流大小范圍在整體上會跟隨脈寬控制電壓UK的變化而變化。

圖7為正向電流驅動器和反向電流驅動器實施例3電路。運放F61、運放F62、三極管V61、三極管V62、電阻R61、電阻R62、電阻R63、電阻R64、電阻R65、電阻R66組成反向電流驅動器，其中，運放F61、運放F62、三極管V61、電阻R61、電阻R62、電阻R63、電阻R64、電阻R65組成反向恒流電路，其輸出電流I2大小受到輸入的脈寬控制電壓UK的控制，脈寬控制電壓UK恒定，則輸出電流I2恒定；脈寬控制電壓UK增大，則輸出電流I2增大。P1為高電平時，三極管V62飽和導通，反向電流驅動器輸出A2為低電平；P1為低電平時，三極管V62截止，反向電流驅動器流出大小受脈寬控制電壓UK控制的恒流驅動電流I2。

運放F51、運放F52、三極管V51、三極管V52、三極管V53、電阻R51、電阻R52、電阻R53、電阻R54、電阻R55、電阻R56、電阻R57組成正向電流驅動器，其中，運放運放F51、運放F52、三極管V51、電阻R51、電阻R52、電阻R53、電阻R54、電阻R55組成正向恒流電路，其輸出電流I1大小受到輸入的脈寬控制電壓UK的控制，脈寬控制電壓UK恒定，則輸出電流I1恒定；脈寬控制電壓UK增大，則輸出電流I1增大。P1為低電平時，三極管V53截止，三極管V52飽和導通，正向電流驅動器輸出A1為低電平；P1為高電平時，三極管V53飽和導通，三極管V52截止，正向電流驅動器流出大小受脈寬控制電壓UK控制的恒流驅動電流I1。圖7中的三極管V53、電阻R57組成的反相電路也可以用其他反相器來替代。

當電容C11和施密特電路F11的上限門檻電壓保持不變時，包裝傳輸速度n增大，電流驅動器U11輸出的流出驅動電流增大，電容C11的充電速度加快，T1減小；反之，包裝傳輸速度n減小，電流驅動器U11輸出的流出驅動電流減小，電容C11的充電速度變慢，T1增加；實現了正向充放電電路的充電速度由包裝傳輸速度控制。或者說實現了干擾脈沖過濾時，能夠過濾的最大正窄脈沖寬度T1的包裝傳輸速度自適應控制，即包裝傳輸速度n變化時，T1在一個給定的范圍內跟隨包裝傳輸速度n變化。如果改變電容C11的大小或者是施密特電路F11的上限門檻電壓，則T1跟隨包裝傳輸速度n變化的給定范圍整體會改變，例如，增大電容C11，則在同樣的包裝傳輸速度n變化范圍內，T1跟隨變化區間的上限值和下限值增大。

當電容C21和施密特電路F21的上限門檻電壓保持不變時，包裝傳輸速度n增大，電流驅動器U21輸出的流出驅動電流增大，電容C21的充電速度加快，T2減小；反之，包裝傳輸速度n減小，電流驅動器U21輸出的流出驅動電流減小，電容C21的充電速度變慢，T2增加；實現了反向充放電電路的充電速度由包裝傳輸速度控制。或者說，實現了干擾脈沖過濾時，能夠過濾的最大負窄脈沖寬度T2的包裝傳輸速度自適應控制，即包裝傳輸速度n變化時，T2在一個給定的范圍內跟隨包裝傳輸速度n變化。如果改變電容C21的大小或者是施密特電路F21的上限門檻電壓，則T2跟隨包裝傳輸速度n變化的給定范圍整體會改變，例如，減小電容C21，則在同樣的包裝傳輸速度n變化范圍內，T2跟隨變化區間的上限值和下限值減小。