本發明涉及一種進行脈沖寬度調制(pulsewidthmodulation：以下記為pwm)控制并運算電動機的實際的電阻值或死區時間誤差的電力變換裝置。

背景技術：

利用電力變換裝置的可變速電動機控制裝置被應用于以鐵路車輛、升降機、電動汽車、通用逆變器為主的各領域。在這樣的各領域中，期待電動機的輸出轉矩或速度控制精度的提高、高效率、低噪音等進一步的高性能化以及可靠性的提高。為了提高上述這些控制性能，需要迅速地取得電動機的電路常數并且適當地設計控制參數。

另一方面，已知電動機的電路常數由于電動機的溫度或動作狀態而變動。例如在下述專利文獻1中記載了針對這樣的電路常數的變動而在離線(特別是通過設置鑒定用的模式等而不對電動機進行加減速控制或轉矩控制的狀態)下進行精度高的鑒定即推測的手段。如該專利文獻1那樣，在電動機的旋轉停止狀態下，分別施以預先設定的不同的2個頻率的正弦波電壓以產生交變磁通，從而即使需要一些時間，也能夠高精度地鑒定繞組電阻值。

進一步地，在pwm控制中，為了防止2個開關元件的直流電源短路，設置防短路時間即所謂的死區時間，但由于該死區時間產生輸出電壓誤差，需要補償該輸出電壓誤差的對策。對此，例如下述非專利文獻1介紹了去除死區時間的影響的各種方法。

現有技術文獻

專利文獻1：再公表專利wo2009/078216號公報

非專利文獻1：“acサーボシステムの理論と設計の実際”(“ac伺服系統的理論與設計實際”)杉本英彥編著，綜合電子出版社發行1990年5月、3章p.54－59

技術實現要素：

關于上述死區時間，由于構成變換裝置的半導體元件的特性和電路結構方面等諸多主要因素，實際的有效值與在控制結構方面設定并附加的設定值不同，需要準確地掌握作為兩者之差的死區時間誤差。因此，電動機的實際的電阻值以及死區時間誤差的掌握在實現控制性能的提高這方面都是重要的要素。

然而，專利文獻1雖然詳細記載了電阻值的運算方法，但并沒有公開死區時間誤差，為了得到死區時間誤差，需要另外的手段。另外，專利文獻1的方法需要使主電路的交流電源的頻率變化，在各頻率下測定電壓電流等，所以在達到能夠進行測定的條件之前需要較長時間。

另外，非專利文獻1雖然介紹了補償由所設定的死區時間導致的輸出電壓誤差的方法，但沒有公開得到實際的死區時間誤差的方法。

因此，任一文獻都說不上對控制性能的提高能夠有足夠的貢獻。

本發明是為了解決以上的以往的課題而完成的，其目的在于得到一種能夠以相同的共用單元在短時間內對電動機的電阻值以及死區時間誤差進行運算推測的電力變換裝置和應用該電力變換裝置的車輛驅動系統。

本發明涉及一種電力變換裝置，具備：

電力變換部，具備在直流電源的兩極之間將開關元件相互串聯連接而成的電橋，對直流電源的電壓進行變換并供給到電動機；

電流檢測部，檢測流入到電動機的電流；以及

控制部，設定并附加用于防止由構成電橋的開關元件導致的直流短路的死區時間，并且根據電壓指令值和載波，利用pwm控制生成用于對開關元件進行導通斷開驅動的開關信號，

其中，

所述控制部能夠生成基于電壓指令值和第一載波的第一開關信號以及基于電壓指令值和頻率與第一載波的頻率不同的第二載波的第二開關信號，并且，

所述電力變換裝置具備特性運算部，該特性運算部根據利用第一開關信號驅動開關元件時求出的電力變換部的第一動作特性以及利用第二開關信號驅動開關元件時求出的電力變換部的第二動作特性，對電動機的電阻值以及作為死區時間的有效值與設定值之差的死區時間誤差中的某一方或者雙方進行推測運算。

本發明的電力變換裝置的控制部能夠生成基于電壓指令值和第一載波的第一開關信號以及基于電壓指令值和頻率與第一載波的頻率不同的第二載波的第二開關信號，并且具備特性運算部，該特性運算部根據在利用第一開關信號驅動開關元件時求出的電力變換部的第一動作特性以及在利用第二開關信號驅動開關元件時求出的電力變換部的第二動作特性，對電動機的電阻值以及死區時間誤差中的某一方或者雙方進行推測運算，所以利用相同的該特性運算部，不用說能夠對電動機的電阻值以及死區時間誤差中的某一方進行推測運算，還能夠對這兩者同時進行推測運算，另外，無需如專利文獻1那樣變更有關主電路的條件，變更控制方面的設定即可，實現在短時間內的運算推測。

附圖說明

圖1是示出本發明的實施方式1的電力變換裝置的整體結構的圖。

圖2是示出圖1的電力變換部1以及pwm控制器44的內部結構的圖。

圖3是說明圖2的pwm控制器44的動作的圖。

圖4是說明由圖1的電阻值運算部5以及死區時間誤差運算部6進行運算推測的動作的時序圖。

圖5是示出本發明的實施方式2的電力變換裝置的結構的圖。

圖6是示出在圖5的結構中電力變換部1與電動機7的動作達到穩定狀態時的等價電路的圖。

圖7是示出本發明的實施方式4的將電力變換裝置應用于鐵路車輛時的車輛驅動系統的一個結構例的圖。

具體實施方式

實施方式1.

圖1是示出本發明的實施方式1的電力變換裝置的整體結構的框圖。在圖1中，電力變換部1變換直流電源3的電壓并供給到電動機7，其內部結構是公知的，所以省略其圖示，電力變換部1具備在直流電源3的兩極之間將igbt、mosfet等開關元件相互串聯連接而成的電橋，具有將從直流電源3供給的直流電力變換成可變電壓可變頻率的交流電力并供給到電動機7的功能。此外，上述可變電壓可變頻率的交流電力的頻率包括0hz的直流電力。

電流檢測部2分別檢測電力變換部1供給到電動機7的各相電流，并送到后述的控制部4。此外，電流檢測部2不限于檢測在圖1所圖示出的電力變換部1與電動機7的接線中流過的電流的ct(currenttransformer，電流變換器)，也可以檢測在分流電阻等中流過的電流。另外，3相的相電流滿足iu+iv+iw＝0這樣的關系，所以例如也可以省略電流檢測部2中的1個，根據2個電流檢測部2分別檢測到的相電流iu、iv計算相電流iw。

控制部4包括使用公知的正交2軸的dq軸旋轉坐標系的控制系統。具體來說，具備坐標變換器41、電流控制器42、坐標變換器43、pwm控制器44以及選擇器45。以下，說明這些各個要素。

坐標變換器41接受來自電流檢測部2的各相電流，輸出dq軸電流id、iq。

在這里，在本發明中，定義為d軸是表示電動機7的轉子磁通的方向的軸，q軸是在與d軸正交的方向上控制電動機7的輸出轉矩的軸。

電流控制器42生成電壓指令值以使得由電流檢測部2檢測到的電流檢測值與電流指令值的偏差為零，具體來說，接受dq軸電流id、iq與期望的電流指令值id＊、iq＊的差分，根據以下的(1)式的運算公式輸出電壓指令值vd＊、vq＊。

[數1]

例如假設本實施方式1中的電動機7是感應電動機時，由下述(2)式表示上述(1)式中的比例增益kcp以及時間常數ωcpi。

下述(2)式中的ωcc是用于設計由控制部4控制的dq軸電流id、iq的響應速度的規定的電流響應目標值，參考后述的pwm控制器44的載波頻率和用于控制供給到電動機7的電流的要求規格來確定。

另外，下述(2)式中的ls是感應電動機的初級側電感，是感應電動機的互感與初級漏電感之和。

[數2]

坐標變換器43接受電壓指令值vd＊、vq＊，輸出相電壓指令值vu＊、vv＊、vw＊。pwm控制器44在后面的圖2中進行詳細敘述，接受相電壓指令值vu＊、vv＊、vw＊，根據期望的載波進行pwm控制，將開關信號輸出到電力變換部1。選擇器45接受載波切換信號，將期望的載波向pwm控制器44輸出。

圖2示出圖1的電力變換部1和pwm控制器44的內部結構例。針對3相的電力變換裝置，圖2的結構僅記載了1相(u相)。其他相也是相同的結構，所以在這里省略說明。此外，圖2所示的結構是公知技術，不特別限定于該結構。

在圖2中，電力變換部1將作為開關元件的上部開關部11和下部開關部12相互串聯連接于直流電源3來形成電橋，其中間端子13與電動機7連接。

在根據基于pwm控制的開關動作將電流供給到電動機7的電力變換裝置中，當在各相中串聯連接的2個開關部哪怕在很短時間內同時導通(為導通狀態)時，也會引起直流電源短路并導致開關部的損壞。因此，在通過pwm控制切換開關信號時，需要設置使串聯連接的2個開關部雙方都斷開(為非導通狀態)的期間。將該期間稱為防短路期間(以下稱為死區時間)。另外，當存在這樣的死區時間時，如后所述，輸出電壓會產生誤差。

在上述的非專利文獻1的圖3.24中示出由于該死區時間產生輸出電壓誤差δvtd＝td×fc×efc。在這里，td是死區時間，fc是載波的頻率，efc是直流電源3的電壓值。

因此，圖2所示的pwm控制器44考慮上述內容而構成，以下，參照圖2說明其結構以及動作。

調制波生成電路441接受u相電壓指令vu＊，利用直流電源3的電壓值efc進行標準化，生成u相調制波au。在這里，在圖2中記載了假定直流電源3的電壓值efc是預先已知的值的結構，但在直流電源3的電壓值efc變動的情況下，最好設置檢測直流電源3的電壓值的傳感器，利用該檢測到的電壓值進行標準化，生成u相調制波au。

開關信號生成電路442通過pwm控制，根據u相調制波au與載波的大小關系，生成前級開關信號su1。

死區時間校正電路443校正前級開關信號su1以補償由于死區時間而產生的輸出電壓誤差，生成后級開關信號su2。

具體來說，如果u相電流iu的符號為正(電流從電力變換部1流向電動機7的情況)，則使導通時間延長由后述的死區時間生成電路445附加的時間即死區時間的量，使斷開時間縮短死區時間的量。另外，如果電流符號為負(電流從電動機7流向電力變換部1的情況)，則實施調整以使導通時間縮短死區時間的量，使斷開時間延長死區時間的量。

此外，在這里，由死區時間校正電路443調整的死區時間的量設為由死區時間生成電路445進行設定附加的值，但如在后級的死區時間誤差的推測運算的說明中提到的那樣，并不限于該值。

為了生成相對于使上部開關部11進行動作的開關信號su反轉的開關信號sx，通過信號反轉電路444生成使信號su2反轉而得到的信號sx2，死區時間生成電路445對各個后級開關信號su2、sx2設定并附加死區時間，生成用于對上部開關部11進行導通斷開驅動的開關信號su以及用于對下部開關部12進行導通斷開驅動的開關信號sx。

通過這樣構成，理論上能夠避免受到由死區時間導致的輸出電壓誤差的影響。

然而，實際上，由死區時間生成電路445設定并附加的死區時間的設定值與由電力變換部1實際產生的死區時間的有效值由于以下敘述的理由而不同。在本說明書中，將該誤差稱為死區時間誤差δtd。

該死區時間誤差的主要原因非常復雜，由于半導體器件的非線性的溫度特性或電流特性、在圖1中未圖示的由于布線長度產生的寄生電容、用于驅動半導體器件的驅動器電路的響應延遲等原因，上部開關部11和下部開關部12實際對開關信號su、sx的導通斷開信號進行動作之前都會產生延遲。另外，理論上，電壓波形近似矩形波，但實際上不是矩形波，開關動作時的電壓波形具有一定斜率地連續變化。該斜率實際上也由于半導體器件的非線性的溫度特性或電流特性、驅動器電路的電路常數而復雜地變化。

圖3模擬地示出假定在以上的死區時間校正以及開關動作時發生時間延遲時的死區時間誤差的狀況。圖的左半部分表示電流方向為正的情況，右半部分表示負的情況。

在圖3中，上部分示出死區時間校正電路443的動作、即對來自開關信號生成電路442的前級開關信號su1實施td(校正量)的校正并輸出后級開關信號su2的動作。

中部分示出死區時間生成電路445的動作、即對來自死區時間校正電路443的后級開關信號su2、sx2設定并附加td(設定量)并輸出分別送出到上部開關部11以及下部開關部12的開關信號su以及sx的動作。

下部分示出利用中部分的開關信號su、sx進行驅動時的u相電壓vu。在圖中，電流方向為正的情況下(圖左)的ton以及toff分別表示上部開關部11的上升時發生的時間延遲以及下降時發生的時間延遲。另外，電流方向為負的情況下(圖右)的toff以及ton分別表示下部開關部12的下降時的時間延遲以及上升時的時間延遲。

在圖3的結果中，在通過死區時間生成電路445設定并附加有td(設定量)的死區時間的情況下(參照圖2)實際產生的死區時間td(實際量)如果在電流方向為正時示出，則為(3)式。

td(實際量)＝td(設定量)+ton－toff···(3)

在這里，為了補償由td(設定量)導致的電壓誤差，由死區時間校正電路443實施td(校正量)的校正(參照圖2)，所以由(4)式求出在該狀態下產生的td(誤差量)，該td(誤差量)為死區時間誤差。

td(誤差量)＝td(實際量)－td(校正量)···(4)

因此，在通過該實施方式1的圖2所示的pwm控制器44驅動開關元件的情況下，(4)式所示的td(誤差量)＝死區時間誤差為作為實際上使電力變換部1的輸出電壓產生誤差的主要原因的死區時間、即死區時間有效值。

當將該死區時間有效值＝死區時間誤差設為δtd時，通過(5)式求出由于該δtd產生的輸出電壓誤差δvtd。

δvtd＝δtd×fc×efc···(5)

此外，當在pwm控制器44中不采用死區時間校正電路443的情況下(本申請發明將這樣的情況也納入設想范圍內)，(3)式所示的td(實際量)為死區時間有效值，死區時間誤差δtd通過(6)式求出。

δtd＝td(實際量)－td(設定量)···(6)

返回到圖1，以下說明作為本申請發明的主要部分的、構成特性運算部10的電阻值運算部5以及死區時間誤差運算部6的結構及其運算方法。

電阻值運算部5根據電壓指令值vd＊、d軸電流id與載波切換信號，計算電動機7的電阻值。死區時間誤差運算部6根據電壓指令值vd＊和載波切換信號，計算死區時間誤差。

此外，在圖1的結構中，構成為對電阻值運算部5和死區時間誤差運算部6輸入載波切換信號，但不特別限定于此，只要是能夠知道由pwm控制器44進行pwm控制時的載波的頻率的結構即可。

處理部8通過執行后述的存儲部9中存儲的程序，進行上述控制部4、電阻值運算部5以及死區時間誤差運算部6的處理。

在這里，存儲部9包括存儲有電動機7的電路常數、控制所需的參數和記述有上述處理的程序等的存儲器。處理部8包括微型機(微型計算機)、dsp(digitalsignalprocessor，數字信號處理器)或在fpga等硬件電路中邏輯構成的處理器。另外，多個處理部8以及多個存儲部9也可以協作來執行上述功能。

此外，雖然在圖1中未記載，但記述有后述的通常控制(在這里是控制用于鐵路車輛或升降機等用途的電動機7來實現期望的動作的控制)的處理的程序也存儲在存儲部9中，也可以構成為通過處理部8執行在后面詳細敘述的特性運算部10的處理之后，執行通常控制的處理。

另外，也可以將由電阻值運算部5和死區時間誤差運算部6計算出的電阻值和死區時間誤差暫時存儲在存儲部9中，將電阻值和死區時間誤差作為控制參數用于通常控制的處理。

本申請發明是著眼于實際的死區時間與pwm控制的載波的頻率無關、且由于死區時間的存在所產生的輸出電壓誤差與死區時間成比例這樣的現象而首創的。

其基本原理如下所述。即，控制部4具備選擇第一載波以及頻率與該第一載波的頻率不同的第二載波作為用于pwm控制的載波來輸出的選擇器45，pwm控制器44能夠生成基于所輸入的電壓指令值和第一載波的第一開關信號以及基于電壓指令值和第二載波的第二開關信號。

然后，特性運算部10在電動機7停止旋轉的狀態下，求出通過第一開關信號驅動開關元件時的電力變換部1的第一動作特性以及通過第二開關信號驅動開關元件時的電力變換部1的第二動作特性，根據這兩個動作特性，運算作為目標的電動機7的電阻值和死區時間誤差。

作為這些動作特性，各種特性可以成為對象，但首先在該實施方式1中，以使用圖1所示的具備電流控制器42的電力變換裝置的情況為例進行說明。

即，在這里，兩個動作特性使用在使由電流檢測部2檢測到的電流檢測值跟隨電流指令值的控制條件下求出的動作特性。

具體來說，對d軸電流指令值id＊設定期望的正值(id＊＞0)，對q軸電流指令值iq＊設定零(iq＊＝0)。

此外，在該情況下，作為輸入到坐標變換器41、43的相位θ，設定為各相電流不為零的相位θ0的恒定值。這樣設定的理由一般來說是由于電流值的零附近的死區時間期間中的誤差電壓是非線性的、且誤差的符號難以判定，所以死區時間校正有時無法準確地進行校正，死區時間誤差δtd的影響顯得非常大。

因此，坐標變換器41以及坐標變換器43設為θ＝θ0，分別根據以下的(7)式以及(8)式所示的運算公式進行坐標變換。

[數3]

然后，提供上述電流指令值，首先用通過第一載波(頻率fc1)生成的第一開關信號驅動開關元件，在電壓電流達到穩定狀態時，提取第一動作特性。

在該情況下，在圖1的結構中，如上所述包括使用公知的正交2軸的dq軸旋轉坐標系的控制系統，能夠用規定的電流響應目標值控制由控制部4控制的正交2軸的電流值即上述id以及iq的響應。由此，能夠在期望的期間內將電流值設定為恒定值，所以，能夠瞬時地推測電動機的電阻值以及死區時間誤差，以避免對通常的運行造成障礙。

就這一點而言，在后面的實施方式2中介紹的、在將電壓指令值設為恒定的控制條件下求出兩個動作特性的情況下，有時受到由電動機7的電阻值r和電感l確定的時間常數l/r的限制，在達到穩定值之前需要幾秒左右的時間，而且，該時間因所驅動的電動機7的類別不同而發生偏差。

相比之下，在該圖1的情況下，通過將與電流控制器42的電流響應有關的時間常數設定得充分小于上述時間常數l/r，實現高速度且短時間的運算推測，而且，運算推測的時間不受電動機7的類別的影響。

例如，如果將(2)式的電流響應目標值ωcc設計成500rad/s左右，則能夠分別在10～100msec左右下獲得第一動作特性以及第二動作特性。因此，無論l/r的時間常數如何，都能夠使電流進行響應，能夠縮短電阻值以及死區時間誤差的推測運算所需的時間。

接下來，根據按上述要領提取的第一動作特性，獲取d軸電流id1以及d軸電壓指令值vd1＊，通過(9)式運算第一電阻值r1。

r1＝vd1＊/id1···(9)

按相同的要領，用通過第二載波(頻率fc2)生成的第二開關信號驅動開關元件，在電壓電流達到穩定狀態時提取第二動作特性。

然后，根據該第二動作特性，獲取d軸電流id2以及d軸電壓指令值vd2＊，通過(10)式運算第二電阻值r2。

r2＝vd2＊/id2···(10)

在這里，id1以及id2通過電流控制器42控制成id1＝id2＝id＊，所以當將電阻值的真值設為rs時，接下來的聯立方程式成立。

當將rs和δtd作為未知數來求解聯立方程式(11)、式(12)式時，電阻值rs以及死區時間誤差δtd分別通過(13)式以及(14)式求出。

rs＝(fc1×r2－fc2×r1)/(fc1－fc2)[ω]···(13)

根據上述式子可知，能夠將電流指令值id＊設定為相互相同的值來求出第一動作特性以及第二動作特性，根據第一動作特性中的電壓指令值vd1＊和電流指令值id＊運算第一電阻值r1，根據第二動作特性中的電壓指令值vd2＊和電流指令值id＊運算第二電阻值r2，根據第一電阻值r1和第二電阻值r2運算電動機7的電阻值rs。

另外，能夠將電流指令值id＊設定為相互相同的值來求出第一動作特性以及第二動作特性，根據第一動作特性中的電壓指令值vd1＊與第二動作特性中的電壓指令值vd2＊之差，運算死區時間誤差δtd。

此外，關于圖2的死區時間校正電路443，在以上的說明中設為td(校正量)＝td(設定量)，但通過將利用上述(14)式得到的死區時間誤差δtd以反饋的形式追加到上面的td(校正量)，能夠進一步降低最終的死區時間誤差、即能夠實現輸出電壓誤差的更加準確的補償。

另外，在不設置死區時間校正電路的情況下，將相當于死區時間有效值的(3)式的td(實際量)應用到上述(11)式、(12)式的δtd，所以該情況下的死區時間誤差為從由上述(14)式得到的δtd減去td(設定量)后的值。

關于該情況下的輸出電壓誤差的補償，例如可以考慮使用死區時間有效值、因而使用基于td(實際量)的輸出電壓誤差＝td(實際量)×fc×efc的值來校正電壓指令值等的對策。

接下來，參照圖4說明通過以上的電阻值運算部5以及死區時間誤差運算部6推測電阻值rs以及死區時間誤差δtd的運算工序的一個例子。

在時刻t0之前，電力變換部1的開關動作是停止的，例如，在鐵路車輛的例子中是車輛停車的狀態。然后，從后述的時刻t2起開始通常控制，例如開始運行。因此，在該圖4的例子中，在通常控制即將開始之前的電動機7的旋轉停止狀態下實施推測運算。當然還能夠與圖4的例子不同，在緊接通常控制結束之后的電動機7的旋轉停止狀態下進行推測運算。

首先，從時刻t0起使電力變換部1進行開關動作而開始電阻值推測。在時刻t0至t1的期間(以下稱為第一期間)，利用第一載波(頻率fc1)進行pwm控制，實施電流控制以使得d軸電流id1達到期望的恒定值id＊。

在這里，時刻t0至t0a的期間是d軸電流id1達到期望的恒定值之前的過渡響應期間。可知在該過渡響應期間電阻值也不是恒定值，難以正確地推測電阻值。

此外，該過渡響應期間能夠通過如上所述地設定電流響應目標值ωcc而縮短，并且設定成比電動機7的l/r的時間常數充分短。

然后，根據在從d軸電流id1為恒定值id＊的時刻t0a至t1的期間提取的第一動作特性運算第一電阻值r1，并與此時的電壓指令值vd1＊一起存儲到存儲部9中。此外，如圖4所示，在存在死區時間誤差的情況下，r1不是真值rs，而是具有誤差的值。

另外，在時刻t0至t1的期間，無法進行死區時間誤差δtd的運算，所以將其設為零。

接下來，在時刻t1至t2的期間(以下稱為第二期間)，將載波從第一載波切換成第二載波(頻率fc2)。在這里，不停止控制地連續地將d軸電流持續控制成恒定值id＊。這樣，能夠省略按載波頻率fc2進行動作時的過渡響應期間，能夠有助于縮短電阻值推測運算所需的時間。

然后，根據在從d軸電流id2為恒定值id＊的時刻t1至t2的第二期間提取的第二動作特性運算第二電阻值r2，并與此時的電壓指令值vd2＊一起存儲到存儲部9中。

在該情況下，能在相互相同的電流值的條件下得到第一動作特性與第二動作特性，所以與后述的實施方式2的兩者的電流值不同的情況相比，能夠提高電阻值和死區時間誤差的推測精度。

通過以上方法求出第一以及第二電阻值r1、r2，所以能夠根據兩個頻率fc1、fc2通過上述(13)式推測電阻值的真值rs。

另外，能夠根據兩個動作特性中的電壓指令值vd1＊、vd2＊、進一步地根據兩個頻率fc1、fc2、直流電源3的電壓efc通過上述式(14)計算死區時間誤差δtd。

經過以上的時刻t0至t2的電阻值死區時間誤差推測期間(第一期間以及接著它的第二期間)的過程，在時刻t2之后的通常控制期間，將推測出的電阻值rs和死區時間誤差δtd反映到通常的馬達控制的控制參數，并轉移到通常的馬達控制。

此時，雖然在圖4中也未圖示載波頻率，但切換為通常控制的載波頻率fc3。作為這樣構成的理由，通過設置通常控制的載波頻率fc3，能夠設定與通常控制所要求的電流響應目標值相應的載波頻率，控制系統設計中的設計自由度提高，除此之外，還能夠與電阻值死區時間誤差推測期間的電流響應目標值分開地設計。

另外，如圖4所示，通過構成為從電阻值死區時間誤差推測期間向通常控制連續地轉移，電力變換部1能夠在短時間內從開關停止狀態轉移到使電力變換部1進行開關動作而控制電動機7的通常控制。

此外，在上述內容中，通常控制的載波頻率fc3設定為與載波頻率fc1以及載波頻率fc2這兩者不同的值，但不限于此，也可以使用載波頻率fc1以及載波頻率fc2中的某一方的值。

另外，作為這些各載波頻率而在實際的裝置中采用的值是500hz～幾10khz左右。

進一步地，在圖4的說明中，在將電流值連續地控制成恒定值的狀態下從第一期間切換到第二期間，但不限于此，也可以在第一期間與第二期間之間設置柵極斷開(gate-off)期間(停止電力變換部1的開關動作不使電流流過)。

另外，在上述推測運算時，根據正交2軸的dq軸旋轉坐標上的vd以及id來計算，但不限于此，也可以根據各相的相電壓、相電流來計算。

另外，在電動機7是感應電動機的情況下，該電路結構是除初級側電阻和初級側電感之外還包括互感、次級側電感和次級側電阻的所謂的t型等價電路的結構，所以即使想將初級側電流控制成直流的恒定值，施加到電動機的電壓(例如相當于vd1＊、vd2＊)在短時間內也不會變成直流的恒定值，會根據由互感和次級側電阻所確定的電路的時間常數而變化，所以考慮該電路響應，例如需要如下述(15)式那樣進行校正。

vd＊＊＝vd＊×次級側電路響應···(15)

因此，當將利用頻率fc1的第一載波進行pwm控制的情況下的電壓指令校正值設為vd1＊＊、將利用頻率fc2的第二載波進行pwm控制的情況下的電壓指令校正值設為vd2＊＊時，則能夠用(16)式運算在電動機7是感應電動機的情況下的死區時間誤差δtd。

如以上說明的那樣，本實施方式1的電力變換裝置的控制部4能夠生成基于電壓指令值和頻率fc1的第一載波的第一開關信號以及基于電壓指令值和與第一載波的頻率不同的頻率fc2的第二載波的第二開關信號，并且具備特性運算部10，該特性運算部10在電動機7旋轉停止的狀態下，根據在利用第一開關信號驅動開關元件時求出的電力變換部1的第一動作特性以及在利用第二開關信號驅動開關元件時求出的電力變換部1的第二動作特性，對電動機7的電阻值rs以及死區時間誤差δtd中的某一方或者雙方進行推測運算，所以利用相同的該特性運算部10，不僅能夠對電動機7的電阻值rs以及死區時間誤差δtd中的某一方進行推測運算，還能夠對這兩者同時進行推測運算，并且，無需如專利文獻1那樣變更有關主電路的條件，變更控制方面的設定即可，實現在短時間內的運算推測。

另外，具備電流控制器42，在使由電流檢測部2檢測到的電流檢測值跟隨電流指令值的控制條件下求出第一動作特性以及第二動作特性，而且，將與該電流控制器42的電流響應有關的時間常數設定成小于由電動機7的電阻值和電感值所確定的時間常數，所以能夠在不對電力變換裝置的通常控制造成障礙的短時間內高精度地鑒定電阻值和死區時間誤差。

由此，通過將這些推測值反映到通常控制的參數，即使在電動機7的電阻值由于溫度大幅變動的條件下，也能夠防止控制裝置的性能劣化。另外，也能夠在短時間內高精度地鑒定死區時間誤差，所以還能夠防止由死區時間誤差導致的控制裝置的性能劣化。

進一步地，能夠得到由電動機的輸出轉矩或速度控制精度的提高帶來的安全性提高、由高效率帶來的節能化、由低噪音帶來的環境負荷降低等。

實施方式2.

圖5是示出本發明的實施方式2的電力變換裝置的結構的圖。在先前的實施方式1中，在使由電流檢測部2檢測到的電流檢測值跟隨電流指令值的控制條件下求出第一動作特性以及第二動作特性，與此相對地，在該實施方式2中，在將電壓指令值設為恒定的控制條件下求出第一動作特性以及第二動作特性，在這一點上不同。以下，說明具體的結構以及推測運算的動作。

在圖5的控制部4a中，構成為作為輸入到該pwm控制器44a的電壓指令值，提供vu＊＝v、vv＊＝0、vw＊＝－v的固定值，從而在電動機7的u相與w相之間施加2v的直流電壓，使直流電流流過電動機7。

圖6是示出在圖5的結構中電力變換部1和電動機7的動作達到穩定狀態時的等價電路的圖。在這里，圖6的r是電動機7的繞組的電阻值。

在沒有由死區時間導致的輸出電壓誤差的圖6(a)的情況下，能夠利用rs＝v/iu來運算電阻值rs。然而，在存在作為未知值的輸出電壓誤差δvtd的圖6(b)的情況下，當不利用rs＝(v－δvtd)/iu來運算電阻值rs時，就求不出真值。當假設v＝5[v]、r＝0.05[ω]時，在圖6(a)的情況下，iu＝100[a]，rs＝v/iu＝0.05[ω]，能夠推測真值。

另一方面，在圖6(b)的情況下，如在先前的實施方式1的圖2中說明的那樣，實施死區時間校正，設為死區時間的有效值與死區時間誤差δtd相應，當假設該δtd是1[μs]、進一步地fc＝1000[hz]、efc＝1500[v]時，輸出電壓誤差δvtd相當于δvtd＝1.5[v]。在該情況下，僅流過iu＝70[a]的電流，電阻值rs成rs＝v/iu≒0.071[ω]，無法推測真值。在上述例子的情況下，其結果為包括約30％的推測誤差。

因此，與在先前的實施方式1中的說明同樣地，求出使用頻率fc1的第一載波并利用pwm控制驅動開關元件時的第一動作特性以及使用與頻率fc1不同的頻率fc2的第二載波并利用pwm控制驅動開關元件時的第二動作特性。

具體來說，當將根據第一動作特性得到的電流設為iu1、將根據第二動作特性得到的電流設為iu2時，將電阻值的真值設為rs、將直流的電壓指令值設為v＊、將直流電源3的電壓值設為efc，下面的聯立方程式成立。

rs＝(v＊－δvtd1)/iu1

＝(v＊－δtd×fc1×efc)/iu1···(17)

rs＝(v＊－δvtd2)/iu2

＝(v＊－δtd×fc2×efc)/iu2···(18)

當將rs和δtd作為未知數，求解聯立方程式(17)式以及(18)式時，電阻值rs以及死區時間誤差δtd分別利用(19)式以及(20)式求出。

rs＝v＊×(fc1－fc2)

/(fc1×iu2－fc2×iu1)[ω]···(19)

δtd＝v＊×(iu1－iu2)

/{efc×(fc2×iu1－fc1×iu2)}[sec]···(20)

根據上述式子可知，能夠將電壓指令值v＊設定為相互相同的值，求出第一動作特性以及第二動作特性，根據第一動作特性中的由電流檢測部2檢測到的第一電流檢測值iu1以及第二動作特性中的由電流檢測部2檢測到的第二電流檢測值iu2，運算電動機7的電阻值rs。

另外，能夠將電壓指令值v＊設定為相互相同的值，求出第一動作特性以及第二動作特性，根據第一動作特性中的由電流檢測部2檢測到的第一電流檢測值iu1與第二動作特性中的由電流檢測部2檢測到的第二電流檢測值iu2之差，運算死區時間誤差δtd。

如以上的說明的那樣，本實施方式2的電力變換裝置的控制部4a與先前的實施方式1的情況同樣地，能夠生成基于電壓指令值和頻率fc1的第一載波的第一開關信號以及基于電壓指令值和與第一載波的頻率不同的頻率fc2的第二載波的第二開關信號，并且具備特性運算部10a，該特性運算部10a在電動機7停止旋轉的狀態下，根據在利用第一開關信號驅動開關元件時求出的電力變換部1的第一動作特性以及在利用第二開關信號驅動開關元件時求出的電力變換部1的第二動作特性，對電動機7的電阻值rs以及死區時間誤差δtd中的某一方或者雙方進行推測運算，所以利用相同的該特性運算部10a，不僅能夠對電動機7的電阻值rs以及死區時間誤差δtd中的某一方進行推測運算，還能夠對這兩者同時進行推測運算，并且，無需如專利文獻1那樣變更有關主電路的條件，變更控制方面的設定即可，實現在短時間內的運算推測。

然后，由于在將電壓指令值設為恒定的控制條件下求出第一動作特性以及第二動作特性，所以不需要使電流檢測值跟隨電流指令值的電流控制機構。因此，根據圖5可知，存在還能夠應用于以簡單的控制結構對電動機進行驅動控制的電力變換裝置這樣的優點。

實施方式3.

在該實施方式3中，說明將包括碳化硅(sic)等寬帶隙半導體的開關元件應用于先前的實施方式中的電力變換部1所具備的開關元件的原料的情況。

此外，附圖上的結構與先前的實施方式的情況相同，所以在這里省去說明。

作為電力變換部1中使用的開關元件，一般是將以硅(si)為原料的半導體晶體管元件(igbt、mosfet等)與同樣地以硅為原料的半導體二極管元件反并聯連接而成的結構的開關元件。在先前的實施方式中說明的技術能夠用于具備該一般開關元件的電力變換器。

另一方面，在先前的實施方式中說明的技術不限定于以硅為原料形成的開關元件。除了該硅以外，當然也能夠將作為低損耗且高耐壓的半導體元件而近年來受到關注的包括碳化硅(sic)等寬帶隙半導體的開關元件用于電力變換器。

在這里，作為寬帶隙半導體之一的碳化硅與硅相比，具有能夠大幅降低由半導體元件產生的損耗并且能夠在高溫下使用這樣的特征，所以如果作為電力變換部中具備的開關元件而使用以碳化硅作為原料的開關元件，則能夠將開關元件模塊的容許動作溫度向高溫側提升，所以能夠提高載波頻率，提高電動機的運行效率。

在先前的實施方式中說明的特性運算部10通過利用這樣的寬帶隙半導體的特征，能夠在更短時間內鑒定電動機的電阻值和死區時間誤差。

如在先前的實施方式1中也說明的那樣，為了在短時間內執行鑒定運算，盡可能早地設定要供給到電動機7的電流是重要的，因此，通過盡可能地增大用于設計由控制部4控制的上述id以及iq的響應的規定的電流響應目標值ωcc來實現。然而，電流響應目標值ωcc的設定受到載波頻率的制約。

一般來說，電流響應目標值ωcc設定為載波頻率fc的1/10左右，當設定1/10以上大的值時，控制有時不穩定。因此，將包括碳化硅(sic)等寬帶隙半導體的開關元件應用于電力變換部1所具備的開關元件的原料，從而與使用包括以硅等為原料的非寬帶隙半導體的開關元件的情況相比，能夠將載波頻率設定得較高，所以能夠在短時間內鑒定電阻值和死區時間誤差。

此外，與本發明不同，在使用1種載波進行運算推測的情況下，即使僅僅使載波頻率變高，由于上述的死區時間誤差與電阻值的精度的關系，可能運算推測值的偏差也非常大。

與此相比，根據在先前的實施方式1中說明的本發明的技術，在進行pwm控制的電力變換裝置中，即使使用以碳化硅為原料的開關元件來使載波頻率增大來實現上述的鑒定時間的縮短，通過具有利用第一載波實施pwm控制來求出第一動作特性的第一期間以及利用第二載波實施pwm控制來求出第二動作特性的第二期間，也能夠高精度地鑒定電動機的電阻值和死區時間誤差。

此外，碳化硅(sic)是利用帶隙比硅(si)大的特性而被稱為寬帶隙半導體的半導體的一個例子。除該碳化硅以外，例如使用氮化鎵系材料或者金剛石形成的半導體也屬于寬帶隙半導體，它們的特性與碳化硅相類似的地方也很多。因此，使用碳化硅以外的其他寬帶隙半導體的結構也構成本發明的主旨。

如以上的說明，在本實施方式3的電力變換裝置中，包括碳化硅(sic)等寬帶隙半導體的開關元件應用于先前的實施方式的電力變換部1所具備的開關元件的原料，所以起到使電動機的電阻值和死區時間誤差的鑒定精度提高、并且在更短時間內完成鑒定這樣的前所未有的效果。

但是，在包括碳化硅(sic)等寬帶隙半導體的開關元件應用于電力變換部1所具備的開關元件的原料的情況下，在通常控制時也能夠使載波頻率增大，實現控制響應的提高，但在該情況下，由死區時間誤差導致的輸出電壓誤差δvtd對控制的影響達到無法忽略的程度，可能難以提高到期望的控制響應。

但是，即使在這樣的情況下，通過將由本發明所鑒定出的電阻值和死區時間誤差存儲到存儲部9中，并反映到通常控制的控制參數，自然也能夠有助于提高通常控制的控制響應。

此外，以上的實施方式1～3所示的結構示出本發明內容的一個例子，既能夠與其他公知技術組合，也能在不脫離本發明主旨的范圍內省略、變更結構的一部分。

此外，在以上的實施方式1～3所示的結構中，示出了在電動機7停止旋轉的狀態下高精度地鑒定電動機7的電阻值和死區時間誤差，但不限于此，在電動機7稍微旋轉的狀態下，也能夠得到同樣的效果。具體來說，只要電動機7的旋轉周期比本發明的鑒定期間大即可，不用說本發明的鑒定期間的時間越短，則本發明的應用范圍越大。

實施方式4.

圖7是示出將本發明的實施方式1至3的電力變換裝置應用于鐵路車輛時的車輛驅動系統的一個結構例的圖。該實施方式4的車輛驅動系統具備交流電動機101、電力變換部102、控制部108以及輸入電路103。

交流電動機101對應于圖1所示的電動機7，搭載于鐵路車輛。電力變換部102與圖1所示的電力變換部1相同，具備開關元件104a、105a、106a、104b、105b、106b。

控制部108包括圖1所示的控制部4、處理部8以及存儲部9的全部部件，生成用于對電力變換部102的開關元件104a～106b進行導通斷開控制的開關信號swu、swv、sww。

雖然省略圖示，但輸入電路103構成為具備開關、濾波電容器、濾波電抗器等，其輸入側經由集電裝置111和車輪113與構成饋電電路100的架空線110和軌道114連接，輸出側與電力變換部102連接。該輸入電路103例如從架空線110接受直流電力或者交流電力的供給，生成向電力變換部102供給的直流電力。

電力變換部102將從輸入電路103供給的直流電壓變換成任意頻率以及任意電壓的交流電壓來驅動交流電動機101。

這樣，通過將實施方式1至3所記載的電力變換裝置應用于車輛驅動系統，如在這些實施例中說明的那樣，即使在交流電動機101的電阻值由于溫度而大幅變動的條件下，也能夠防止控制性能的劣化。另外，還能夠防止由死區時間誤差導致的控制性能的劣化。

進一步地，由于還防止以上的控制性能的劣化，從而能夠實現可得到由電動機的輸出轉矩或速度控制精度的提高帶來的安全性提高、乘坐體驗的提高、由高效率帶來的節能化、由低噪音帶來的環境負荷降低等的車輛控制。

此外，本發明在其發明范圍內能夠將各實施方式自由地組合，對各實施方式適當變形、省略。