專利名稱：指示體檢測裝置及指示體檢測方法
技術領域：
本發明涉及一種指示體檢測裝置及指示體檢測方法，更具體地講，涉及能夠高速 地檢測多個指示體的指示體檢測裝置及指示體檢測方法。
背景技術：
以往，作為在觸摸屏等中使用的手指、專用筆等指示體的位置檢測的方式，例如提 出了電阻膜方式、靜電耦合方式(靜電電容方式)等各種傳感器方式。其中，近年來積極進 行靜電耦合方式的指示體檢測裝置的開發。靜電耦合方式有表面型(Surface Capacitive Type)和投影型(Projected Capacitive Type)這兩種方式。表面型例如應用于ATM (Automated Teller Machine:自動 柜員機)等，投影型例如應用于移動電話等中。其中，兩種方式都是檢測傳感器電極與指示 體(例如手指、靜電筆等)之間的靜電耦合狀態的變化，檢測指示體的位置。投影型靜電耦合方式的指示體檢測裝置例如在玻璃等透明基板、透明薄膜上以預 定的圖形形成有電極，其檢測指示體靠近時的指示體與電極的靜電耦合狀態的變化。以往， 關于這種方式的指示體檢測裝置，提出了用于優化其結構的各種技術(例如參照專利文獻 1至3)。其中，在專利文獻1中，記載有將使用了正交擴頻碼的代碼分割復用方式應用于多 用戶觸摸系統中的技術。在專利文獻2中記載有使用了偽隨機信號的坐標輸入裝置。并且， 在專利文獻3中記載有在靜電電容型坐標裝置中使用的筆。以往，提出了從投影型靜電耦合方式發展而來的被稱作交叉點靜電耦合方式的指 示體檢測裝置，在這里，參照附圖簡單說明交叉點靜電耦合方式的指示體檢測裝置的動作。 圖75(a)及圖75(b)分別表示交叉點靜電耦合方式的指示體檢測裝置中的傳感器部的簡要 結構和輸出信號波形。通常，傳感器部900具備由多個發送導體902構成的發送導體組901和由多個接 收導體904構成的接收導體組903。其中，在發送導體組901和接收導體組903之間形成 有絕緣層。發送導體902是向預定方向(圖75(a)中的X方向)延伸的具有預定形狀的導 體，多個發送導體902相互分離預定間隔而并列配置。并且，接收導體904是向與發送導體 902的延伸方向交叉的方向(圖75(a)中的Y方向)延伸的具有預定形狀的導體，多個接收 導體904相互分離預定間隔而并列配置。在使用了這種結構的傳感器部900的指示體檢測裝置中，例如向預定的發送導體 902供給預定的信號，在每個交叉點檢測供給有該預定的信號的發送導體902和接收導體 904之間的交叉點(下面稱作交叉點)流動的電流的變化。在這里，在該傳感器部900上放 置手指等指示體910的位置，發送導體902上流動的電流的一部分經由指示體910分流，從 而流入接收導體904的電流發生變化。因此，通過檢測供給有信號的發送導體902和電流 發生變化的接收導體904之間的交叉點，可檢測出指示體910的位置。并且，在交叉點靜電 耦合方式的指示體檢測裝置中，由于在傳感器部900上形成的多個交叉點分別檢測電流變 化，因而可同時檢測多個指示體。
在這里，進一步具體說明交叉點靜電耦合方式的位置檢測原理。例如，現在考慮如 圖75(a)所示地向發送導體Y6供給預定的信號，檢測指示體910(例如手指)在發送導體Y6 上的指示位置的例子。首先，在向發送導體Y6供給信號的狀態下，通過差動放大器905檢 測流流過接收導體&及)(2的電流之差。接著，預定時間之后，將與差動放大器905連接的 接收導體切換為\及&，檢測流過兩個接收導體\及\之間的電流差。反復該動作直到 接收導體Xm為止。并且，求出發送導體Y6與接收導體的各交叉點的位置的差動放大器905的輸出信 號的電平變化。圖75(b)表示其特性。圖75(b)的特性的橫軸表示接收導體& Xm按時 間依次被選擇并與差動放大器905連接而輸出的檢測信號。其中，圖75(b)中的虛線所示 的特性表示從差動放大器905輸出的信號的電平變化，實線的特性表示差動放大器905的 輸出信號的積分值的變化。如圖75(a)所示，由于在發送導體\上與接收導體的交叉點附近放置有 指示體910(手指)，因而流經該交叉點附近的電流發生變化。因此，如圖75(b)所示，在發 送導體Y6上的與接收導體\及XM-5的交叉點附近所對應的位置上，差動放大器905的輸出 信號發生變化，其積分值發生變化。根據該積分值的變化，可檢測指示體910的位置。在現 有的指示體檢測裝置中，對各發送導體902進行切換而進行如上所述的檢測。專利文獻1 日本特開2003-22158號公報專利文獻2 日本特開平9_22四47號公報專利文獻3 日本特開平10-161795號公報在如上所述的現有的交叉點靜電耦合方式的指示體檢測裝置中，對構成各交叉點 的各發送導體及接收導體進行信號的供給和接收處理，從而進行指示體的位置檢測處理。 因而存在對全部交叉進行位置檢測處理時該處理需要很長時間的問題。例如，在具有64個 發送導體和1 個接收導體的傳感器部中，各交叉點的檢測處理時間例如為256μ sec時， 全部交叉點(8192個)需要約kec的檢測時間，不實用。

發明內容
鑒于上述問題，本發明的目的在于提供一種能夠更高速地檢測指示體的指示體檢 測裝置及指示體檢測方法。本發明的一種指示體檢測裝置，用于檢測位于導體圖形上的指示體，導體圖形由 配置在第一方向上的多個導體和配置在與第一方向交叉的第二方向上的多個導體構成，指 示體檢測裝置的特征在于，具備代碼供給電路，用于生成代碼相互不同的多個代碼串，向 構成導體圖形的配置在第一方向上的多個導體分別供給預定的代碼串；相關值運算用代碼 供給電路，用于供給與多個代碼串分別對應的相關值運算用代碼；以及相關運算電路，用于 對配置在第二方向上的各導體上產生的信號和相關值運算用代碼進行相關運算，根據通過 相關運算電路求出的相關運算結果，檢測位于導體圖形上的指示體。此外，本發明的一種指示體檢測方法，用于檢測位于導體圖形上的指示體，導體圖 形由配置在第一方向上的多個導體和配置在與第一方向交叉的第二方向上的多個導體構 成，指示體檢測方法的特征在于，包括代碼供給步驟，生成代碼相互不同的多個代碼串，向 構成導體圖形的配置在第一方向上的多個導體分別供給預定的代碼串；相關值運算用代碼供給步驟，用于供給與多個代碼串分別對應的相關值運算用代碼；以及相關運算處理步驟， 用于對配置第二方向上的各導體上產生的信號和相關值運算用代碼進行相關運算，根據通 過相關運算處理步驟求出的相關運算結果，檢測位于導體圖形上的指示體。在本發明中，具備代碼供給電路，用于生成代碼相互不同的多個代碼串，向構成 導體圖形的配置在第一方向上的多個導體分別供給預定的代碼串；相關值運算用代碼供給 電路，用于供給與多個代碼串分別對應的相關值運算用代碼；以及相關運算電路，用于對配 置在第二方向上的各導體上產生的信號和相關值運算用代碼進行相關運算，根據通過相關 運算電路求出的相關運算結果，檢測位于導體圖形上的指示體。因此，根據本發明，在交叉 點靜電耦合方式的指示體檢測裝置中，能夠更高速地同時檢測多個指示體的存在及其指示 位置。


圖1是本發明的第一實施方式的指示體檢測裝置的簡要框結構圖。圖2是第一實施方式的指示體檢測裝置的傳感器部的簡要剖視圖。圖3是第一實施方式的指示體檢測裝置的擴頻碼供給電路的簡要結構圖。圖4是第一實施方式的指示體檢測裝置的發送導體選擇電路的簡要結構圖。圖5是第一實施方式的指示體檢測裝置的發送部的擴頻碼切換動作的說明圖。圖6是第一實施方式的指示體檢測裝置的接收導體選擇電路的簡要結構圖。圖7是用于說明第一實施方式的指示體檢測裝置的接收導體選擇電路的接收導 體的切換動作的說明圖。圖8是第一實施方式的指示體檢測裝置的相關值計算電路的框結構圖。圖9是第一實施方式的指示體檢測裝置的分時進行相關運算的相關值計算電路 的框結構圖。圖10是表示第一實施方式的指示體檢測裝置的相關器的內部結構例的框結構 圖。圖11 (a) (g)是用于說明第一實施方式的指示體檢測裝置的各部分的動作的時 序圖。圖12是用于說明第一實施方式的指示體檢測裝置的位置檢測原理的說明圖。圖13是用于說明第一實施方式的指示體檢測裝置的位置檢測原理(不存在指示 體的狀態)的說明圖。圖14是用于說明第一實施方式的指示體檢測裝置的位置檢測原理(存在指示體 的狀態)的說明圖。圖15是用于說明第一實施方式的指示體檢測裝置的位置檢測原理(多個交叉點 上存在指示體的狀態)的說明圖。圖16是表示圖15所示的狀態下檢測的輸出信號的例子的說明圖，圖16(a)是表 示從接收電極Y1 \輸出的輸出信號和代碼編號的關系的圖，圖16(b)是表示從發送電極 Y5 Y64輸出的輸出信號和代碼編號的關系的圖。圖17(a)是表示16碼片長度的哈達瑪碼的例子的圖，圖17 (b)是表示15碼片長 度的哈達瑪碼的例子的圖，圖17(c)是表示供給圖17(a)所示的16碼片長度的哈達瑪碼時獲得的輸出信號和代碼編號的關系的圖，圖17(d)是表示供給15碼片長度的哈達瑪碼時獲 得的輸出信號和代碼編號的關系的圖。圖18是表示第一實施方式的指示體檢測裝置的位置檢測的處理步驟的流程圖。圖19(a)是本發明的第二實施方式的PSK調制前的擴頻碼的波形圖，圖19 (b)是 PSK調制后的擴頻碼的波形圖。圖20是第二實施方式的指示體檢測裝置的簡要框結構圖。圖21是第二實施方式的指示體檢測裝置的擴頻碼供給電路的簡要結構圖。圖22是第二實施方式的指示體檢測裝置的相關值計算電路的框結構圖。圖23(a)是本發明的第三實施方式的FSK調制前的擴頻碼的波形圖，圖23 (b)是 FSK調制后的擴頻碼的波形圖。圖M是第三實施方式的指示體檢測裝置的擴頻碼供給電路的簡要結構圖。圖25是第三實施方式的指示體檢測裝置的相關值計算電路的框結構圖。圖沈用于說明變形例1的擴頻碼的供給方法的說明圖。圖27是變形例2的發送導體選擇電路的簡要結構圖。圖觀是用于說明變形例2的擴頻碼的供給方法的說明圖。圖四是用于說明變形例3的擴頻碼的供給方法的說明圖。圖30是變形例4的接收導體選擇電路的框結構圖。圖31是用于說明變形例4的接收導體選擇電路的切換動作的說明圖。圖32是變形例5的傳感器部的簡要剖視圖。圖33(a)是變形例6的傳感器部的簡要剖視圖，圖33(b)是表示變形例6的傳感 器部的配置例的透視圖。圖34(a)是表示變形例7的發送導體及接收導體的簡要結構的俯視圖，圖34(b) 是變形例7的發送導體的面導體部的放大俯視圖。圖35是變形例8的傳感器部的簡要俯視圖。圖36是變形例9的傳感器部的簡要俯視圖。圖37 (a)是表示變形例9的傳感器部的發送導體的透明電極膜的配置的簡要結構 圖，圖37(b)是表示接收導體的透明電極膜的配置的簡要結構圖。圖38是變形例10的傳感器部的簡要結構圖。圖39是變形例11的接收部的框結構圖。圖40是變形例12的差動放大器的簡要結構圖。圖41是用于說明變形例13的擴頻碼的供給方法的簡要結構圖。圖42是變形例14的傳感器部的簡要結構圖。圖43是用于與變形例14比較的傳感器部的簡要結構圖。圖44是表示變形例14的發送導體的切換狀態的例子的說明圖。圖45是表示變形例14的發送導體的切換狀態的其他例子的說明圖。圖46是表示變形例15的發送部的擴頻碼的發送方式和接收部的信號的接收方式 的關系的示意圖。圖47是表示變形例16的發送部的擴頻碼的發送方式和接收部的信號的接收方式 的關系的結構圖。
圖48是表示變形例16的發送導體選擇電路的內部結構的例子的結構圖。圖49是表示變形例16的接收導體選擇電路的例子的結構圖。圖50(a)是表示變形例17的發送部的擴頻碼的發送方式和接收部的信號的接收 方式的關系的結構圖，圖50(b)是從差動放大器輸出的輸出信號的波形圖。圖51是表示變形例18的發送部的擴頻碼的發送方式和接收部的信號的接收方式 的關系的結構圖。圖52是表示變形例19的發送部的擴頻碼的發送方式和接收部的信號的接收方式 的關系的結構圖。圖53是變形例19的發送導體選擇電路的例子的框結構圖。圖M是變形例19的接收部的例子的框結構圖。圖55是表示變形例20的發送部的擴頻碼的發送方式和接收部的信號的接收方式 的關系的結構圖。圖56(a)及(b)是用于說明變形例21的懸停狀態的識別原理的說明圖。圖57(a)及(b)是用于說明變形例21的懸停狀態的識別原理的說明圖。圖58是用于說明變形例21的懸停狀態的識別原理的分布圖。圖59是表示變形例22的發送部的擴頻碼的發送方式和接收部的信號的接收方式 的關系(檢測區域窄的狀態)的結構圖。圖60是表示變形例22的發送部的擴頻碼的發送方式和接收部的信號的接收方式 的關系(檢測區域寬的狀態)的結構圖。圖61是表示變形例M的發送部的擴頻碼的發送方式和接收部的信號的接收方式 的關系的結構圖。圖62是表示變形例25的發送部的擴頻碼的發送方式和接收部的信號的接收方式 的關系的結構圖。圖63是變形例沈的接收部的例子的框結構圖。圖64是變形例沈的絕對值檢波電路的例子的框結構圖。圖65(a)是表示將擴頻碼從發送導體的一側供給時的情況的說明圖，圖65(b)是 表示此時的接收導體的位置和檢測信號的電平及相位延遲之比(電平/相位)的關系的說 明圖。圖66 (a)是表示變形例27中將擴頻碼從發送導體的兩側供給時的情況的說明圖， 圖66(b)是表示此時的接收導體的位置和檢測信號的電平及相位延遲之比(電平/相位) 的關系的說明圖。圖67是用于說明變形例觀中求解指示體的指示壓力的原理的特性圖。圖68是用于說明變形例觀中求解指示體的指示壓力的原理的特性圖。圖69是用于說明變形例觀中求解指示體的指示壓力的原理的特性圖。圖70是表示作為變形例四將擴頻碼準備了發送電極的個數的例子的說明圖。圖71是變形例四的相關值計算電路的例子的框結構圖。圖72是變形例30的指示體檢測裝置的結構圖。圖73是變形例30的接收部的簡要結構圖。圖74是變形例31的接收部的簡要結構圖。
圖75(a)是現有的交叉點靜電耦合方式的指示體檢測裝置的簡要結構圖，圖 75(b)是輸出信號波形圖。
具體實施例方式下面參照附圖，以如下順序對本發明的指示體檢測裝置及指示體檢測方法的實施 方式進行說明。其中，在以下的實施方式中，舉例說明了指示體檢測裝置，但本發明不限于 該實施方式，只要是檢測接近或接觸的指示體并進行任何處理的裝置，則也可以適用于其 他裝置。1.第一實施方式基本結構例2.第二實施方式使用進行PSK調制的擴頻碼(Spread code)的結構例3.第三實施方式使用進行FSK調制的擴頻碼的結構例4.第四實施方式擴頻碼的其他供給方法5.第五實施方式接收導體的選擇方法6.第六實施方式傳感器部的其他結構例7.第七實施方式放大電路的其他結構例8.第八實施方式懸停檢測<1.第一實施方式基本結構例>參照圖1至圖19對本發明的指示體檢測裝置及指示體檢測方法的基本結構例進 行說明。其中，本發明的位置檢測方式采用根據傳感器部的發送導體和接收導體之間的靜 電耦合狀態的變化來檢測指示體的位置的靜電耦合方式。并且，在本實施方式中，對同時向 全部發送導體供給擴頻碼(代碼串)，在各接收導體上同時進行信號檢測的結構例進行說 明。(指示體檢測裝置的結構)圖1表示第一實施方式的指示體檢測裝置的簡要結構圖。指示體檢測裝置1主要由傳感器部100、發送部200、接收部300、和控制電路40構 成，控制電路40控制發送部200和接收部300的動作。下面對各部分的結構進行說明。首先，參照圖1及圖2對傳感器部100的結構進行說明。其中，傳感器部100具備圖2所示的大致平板狀的第一基板15、由多個發送導體 12構成的發送導體組11、由多個接收導體14構成的接收導體組13、墊片16和平板狀的第 二基板17。并且，該傳感器部100在第一基板15上依次配置發送導體12、墊片16、接收導 體14及第二基板17而形成。從而發送導體12和接收導體14隔著墊片相對配置。手指、靜電筆等指示體在第二基板17 —側(第二基板17的與第一基板15相對的 面的相反面)上使用。因此，接收導體14與發送導體12相比更接近檢測面。另外，第一基 板15和第二基板17使用例如具有透過性的玻璃基板，但代替玻璃基板，也可以使用由合成 樹脂等形成的薄片狀(薄膜狀)基材。發送導體12及接收導體14例如利用由ITO (Indium Tin Oxide，銦錫氧化物)膜 形成的透明電極膜或銅箔等形成。發送導體12的電極圖形例如可如下所述地形成。首先， 例如利用濺射法、蒸鍍法、涂敷法等，在第一基板15上形成利用上述材料等形成的電極膜。 接著對所形成的電極膜進行蝕刻，形成預定的電極圖形。可同樣地在第二基板17上形成接收導體14的電極圖形。并且，在用銅箔形成發送導體12及接收導體14的情況下，可將包 含銅粒子的墨吹付到玻璃板等上而形成預定的電極圖形。其中，關于發送導體12及接收導 體14的形狀，例如可以直線狀(線形)導體形成。并且，關于發送導體12的形狀，也可以 是菱形狀、直線圖形等形狀。墊片16 例如由 PVB (Polyvinyl Butyral，聚乙烯醇縮丁醛)、EVA (Ethylene Vinyl Acetate Copolymer,乙烯醋酸乙烯酯)、丙烯酸類樹脂等合成樹脂形成。并且，墊片16也可 由高折射率(高介電常數)的硅酮樹脂構成。此外，墊片16也可由高折射率(高介電常數) 的油等液體構成。這樣，墊片采用高折射率的原材，能抑制墊片16中的視差(Parallax)，可 改善光學特性。在由合成樹脂構成墊片16的情況下，例如將合成樹脂薄片夾入發送導體12及接 收導體14之間，對導體之間進行真空抽取的同時加壓及加熱而形成墊片16。并且，例如也 可以使液體狀的合成樹脂流入發送導體12及接收導體14之間，然后通過使合成樹脂固化 來形成墊片16。

并且，如圖1所示，發送導體組11例如由在預定方向(圖1中的X方向)上延伸 的64個發送導體12構成。該發送導體12相互分隔預定間距而并列配置。接收導體組13 例如由在與發送導體12的延伸方向正交的方向(圖1中的Y方向)上延伸的128個接收 導體14構成。該接收導體14相互分隔預定間距而并列配置。其中，發送導體12及接收導 體14均由直線狀(板狀)的導體形成。如此，通過將發送導體組11和接收導體組13經由墊片16相對配置，發送導體組 11和接收導體組13的交叉點形成大約0. 5pF的電容器。其中，在以下說明中，說明了直線狀形成的發送導體12和接收導體14正交配置的 示例，但發送導體12和接收導體14的形狀可根據實施方式適當設定。此外，發送導體組11 和接收導體組13也可以是正交以外的角度，例如發送導體12和接收導體14可以傾斜交 叉。其他實施方式在后文進行說明。并且，從電特性看來，接收導體14的寬度宜小于發送 導體12的寬度。這是因為通過減少漂浮電容，可減少混入接收導體14的噪聲。發送導體12和接收導體14的配置間隔(間距)例如都是3. 2mm。其中，發送導 體12及接收導體14的個數以及間距不限于此，可根據傳感器部10的尺寸、必要的檢測精 度等適當設定。以下，為便于說明，構成發送導體組11的各發送導體12從靠近接收部300 —側的 發送導體12設其索引(Index)n為“1” “64”，將與各索引η對應的發送導體12適當地記 為發送導體Υη。并且，在接收導體組13中，從與發送部200遠的一側的接收導體14設其索 引m為“ 1” “ 128”，將與各索引m對應的接收導體14適當地記為接收導體Xm。并且，在該第一實施方式中，將發送導體組11及接收導體組13分別分割成16個 組(塊)。即，在以下說明中，將發送導體組11的組分別記為發送塊，將接收導體組13的組 記為檢測塊。該發送塊由4個發送導體14構成。各發送塊由相鄰(索引η連續)的4個發送導 體12構成。更具體而言，在本實施方式中，將發送導體組11分割成發送塊(Y1 YJ，IY5
YJ，…，(Y57 Y60I 以及(Y61 Y64I。同樣，檢測塊由8個接收導體14構成。各檢測塊由相鄰(索引m連續)的8個發送導體14構成。更具體而言，在本實施方式中，將接收導體組13分割成檢測塊(X1 XJ， {X9 X16}，...，{X113 X12J以及{X121 W。其中，本發明不限于此，一組內的導體的數 量、組數、組的方式(屬于同組的導體的位置關系等)，可根據傳感器部10的尺寸、必要的檢 測速度等適當設定，詳情在后面說明。
下面，對發送部200進行說明。如圖1所示，發送部200具備擴頻碼供給電路21、 發送導體選擇電路22和時鐘產生電路23。從傳感器部100側依次配置發送導體選擇電路 22、擴頻碼供給電路21及時鐘產生電路23。擴頻碼供給電路21與后文說明的控制電路40 和時鐘產生電路23連接，輸入有從時鐘產生電路23輸出的時鐘信號。其中，從該時鐘產生 電路23輸出的時鐘還輸入給后文說明的控制電路40。下面，參照圖3對擴頻碼供給電路21進行說明。該圖3表示擴頻碼供給電路21 的簡要結構的一個例子。本第一實施方式的擴頻碼供給電路21為用于給各發送導體12供給具有預定位數 的代碼例如擴頻碼的電路，以在后文說明的接收部300的相關值計算電路34中，根據指示 體的有無獲得的值成為預定的值。該擴頻碼供給電路21例如由與發送導體組11的發送塊 的個數相同(16個)的擴頻碼生成電路24構成。該多個擴頻碼生成電路24根據后文說明 的控制電路40的控制，分別生成具有2η位的代碼長度(η 整數)的擴頻碼Ck(k 1 16的 整數)。各擴頻碼生成電路24中生成的擴頻碼Ck與例如從時鐘產生電路23輸出的時鐘信 號同步生成，并且在該時鐘信號上升的定時輸出所生成的擴頻碼的第η個代碼。其中，該擴 頻碼供給電路21還可構成為，預先在ROM等中保存根據擴頻碼生成的數據，通過控制ROM 的讀取地址，輸出用于供給給各發送導體的信號。以下，將由16個擴頻碼生成電路24生成
的16個擴頻碼分別稱為擴頻碼C” C2, C3.....C160該16個擴頻碼C1 C16能夠應用例如
分別同步的哈達瑪碼(Hadamard code)。對于該哈達瑪碼，在后文中說明。其中，如后文所述，本發明可以使用通過PSK調制、FSK調制等來調制的擴頻碼。并 且，在采用CDMA的無線通信技術中，一般使用被稱為碼片的表達，所以在以下說明中，將通 信速度稱為碼片速率(Chip rate)。下面，參照圖4對發送導體選擇電路22進行說明。該圖4表示發送導體選擇電路 22的內部結構。發送導體選擇電路22為用于將從擴頻碼供給電路21供給的擴頻碼C1 C16選擇 性地供給給發送導體12的電路。構成發送導體組11的各發送導體12被分割為將四個發 送導體12作為一組的16個發送塊25，發送導體選擇電路22由個數與各發送塊25相同(16 個)的開關22a構成。各開關22a的四個輸出端子22b分別與對應的發送導體12連接，一 個輸入端子22c與對應的擴頻碼生成電路24 (參照圖3)的輸出端子連接。各開關22a構成 為，以預定時間間隔，具體來講以從時鐘產生電路23輸出的時鐘的16個周期的時間間隔， 連接選擇的發送導體12和輸出對應的預定的擴頻碼Ck的擴頻碼生成電路24的輸出端子。 其中，各開關22a的切換動作是通過控制電路40來控制。下面，參照圖5對發送導體選擇電路22的切換動作的一個例子進行說明。在這里，
各發送塊25中，最大索引的發送導體12即發送導體Y4、Y8.....Y60及Y64經由開關22a與
分別對應的擴頻碼生成電路24的輸出端子連接(圖4所示狀態)。首先，從構成擴頻碼供給電路21的各擴頻碼生成電路24輸出的擴頻碼C1 C16分別同時供給給由開關22a選擇的16個發送導體12。在該狀態下，在預定時間(時鐘的15個周期)期間，進行指示體的位置檢測。接著，經過預定時間之后，即，向由開關22a選擇 的各發送導體12的擴頻碼C1 C16的供給結束時，開關22a將與擴頻碼生成電路24連接 的發送導體12切換為索引η減少的方向的位置相鄰的發送導體12，即切換為發送導體Υ2、
Y6.....Y58及Υ62。然后，在該切換之后，被選擇的16個發送導體12上同時供給從各擴頻碼
生成電路24輸出的擴頻碼C1 C16，進行位置檢測。反復進行這種動作，并對所有的發送導 體12進行擴頻碼的供給。然后，各發送塊25內的最小索引的發送導體12即發送導體Y” Y5.....Y57及Y61
由開關22a被選擇，在進行擴頻碼C1 C16的供給之后，各發送塊25內的最大索引的發送 導體12再次由開關22a選擇，上述動作在各塊內反復進行。其中，發送導體12的切換動作 的順序不限于圖5所示的例子。例如，在圖5中例示了發送導體12的切換動作為給各發送 導體12供給的擴頻碼Ck在被供給之后切換的情況，但是發送導體12的切換還可以為每供 給一個碼片就切換一次。對于其他變形例，在后文中詳細說明。如上所述，多個發送導體12被劃分為各組由預定數量M(M≥2的整數，在圖5的 例子中M = 4)的導體構成的多個組。由擴頻碼供給電路21生成的各擴頻碼C1-C16，被供 給給構成各組的預定的發送導體12，并且在各組內依次切換供給該擴頻碼的導體。通過如 此構成，能夠將用于位置檢測的擴頻碼同時供給給多個發送導體12。在該例子中，由于同時 供給16種擴頻碼，所以能夠將用于位置檢測的信號發送所需的時間縮短為以往的1/16。下面，對接收部300進行說明。如圖1所示，接收部300具備接收導體選擇電路 31、放大電路32、A/D(Anal0g to Digital)轉換電路33、相關值計算電路34和位置檢測電 路35。由接收部300的相關值計算電路34獲得的相關值相當于指示體的檢測狀態，根據該 指示體的檢測狀態，在位置計算電路35計算指示體的位置。下面，參照圖6對接收導體選擇電路31進行說明。構成接收導體組13的各接收導體14被劃分為16組將8個接收導體14作為一組 的檢測塊36。接收導體選擇電路31由個數與該檢測塊36相同的(16個)開關31a構成。 該開關31a在各檢測塊36上分別設有一個，根據后文說明的控制電路40的控制信號，切換 被選擇的接收導體14。各開關31a的輸入側的8個端子31b分別與對應的接收導體14連接。并且，各開 關31a的輸出側的一個端子31c與對應的一個I/V轉換電路32a(后文說明)的輸入端子 連接。進而，各開關31a在預定時間間隔(發送導體選擇電路22的開關22a的切換時間的 4倍的周期)，切換與I/V轉換電路32a連接的接收導體14。來自I/V轉換電路32a的輸出 信號在未圖示的放大器中被放大為預定的信號電平后，經由切換開關32d向A/D轉換電路 33輸出。下面，參照圖7對本接收導體選擇電路31的切換動作進行說明。在這里，各檢測
塊36中，最小索引的接收導體14即接收導體X” X9.....及X121經由開關31a與放大電路
32連接(圖6的狀態)。首先，在該圖6所示的狀態下，在預定時間期間，接收導體選擇電路31同時選擇多 個接收導體14，獲得作為電流信號的來自各檢測塊36的輸出信號SpS2.....S160接著，在經過預定時間之后，接收導體選擇電路31的各開關31a將接收導體14切換為索引m增加的方向的位置相鄰的接收導體14即接收導體X2、X1(I.....及X122。然后，在
該切換之后，獲得從與開關31a連接的接收導體X2、X10.....X114及X122輸出的新的輸出信
號31、&.....S160之后，接收導體選擇電路31的開關31a反復進行這種切換動作。然后，各檢測塊36內的最大索引的接收導體14即在接收導體X8、X16.....X120及
X128上連接開關31a，獲得從該被選擇的接收導體X8、X16.....X120及X128輸出的新的輸出信
號。其后，開關31a再次獲得從各檢測塊36內的最小索引的接收導體14輸出的新的輸出 信號。該動作在各檢測塊36內反復進行。其中，沒有被開關31a選擇的接收導體14，優選 的是具有任意的基準電位或接地。如此，通過將沒有被開關31a選擇的接收導體14設為 任意的基準電位或接地，能夠使沒有被選擇的接收導體14避開噪聲，所以能夠提高耐噪聲 性。并且，能夠減少發送信號環繞(Wraparound)。進而，接收導體14的切換動作的步驟不 限于圖7的例子。對于其變形例，在后文中詳細說明。如上所述，接收導體選擇電路將多個接收導體劃分為各組由預定數量的導體構成 的多個組，分別選擇構成各組的至少一個導體，并且依次切換構成各組的各導體。通過如此 構成，能夠將用于位置檢測的輸出信號從接收導體組同時進行檢測。在該第一實施方式中， 由于將接收導體組劃分為16個組，所以能夠將用于位置檢測的信號接收所耗費的時間縮 短為以往的1/16。接著，參照圖6對放大電路32進行說明。放大電路32是將從接收導體14輸出的 電流信號轉換為電壓信號并放大的電路。該放大電路32由個數與接收導體組13的檢測組 數(16組)相同的I/V轉換電路32a和切換開關32d構成，對一個檢測塊36連接一個I/V 轉換電路32a。I/V轉換電路32a由單輸入單輸出的放大器32b (運算放大器Operational Amplifier)和與該放大器32b并聯連接的電容器32c構成。各I/V轉換電路32a將構成接收導體選擇電路31的各檢測塊36的輸出信號S1,
S2.....S16轉換為電壓信號并輸出。其中，實際使用時，作為直流偏置調整用，設置了與電
容器32c并聯的電阻元件、晶體管等，但在這里省略記載。切換開關32d是對應每預定時間依次切換與A/D轉換電路33連接的I/V轉換電 路32a，而將從該I/V轉換電路32a輸出的電壓信號分時向A/D轉換電路33輸出的電路。 形成這種結構的情況下，在接收部300內只設置一個系統的A/D轉換電路33以及相關值計 算電路34即可，從而能夠簡化接收部300的電路結構。其中，在該圖6中，例示了將切換開 關32d設在放大電路32內的情況，但是該切換開關32d還可設在接收導體選擇電路31和 放大電路32之間。如此，在接收導體選擇電路31和放大電路32之間設置切換開關32d的 情況下，無需將I/V轉換電路32a設置成與構成接收導體選擇電路31的開關31a的個數相 同，所以能夠更簡化接收部300的電路結構。其中，在該第一實施方式中例示了通過設置切 換開關32d來將后級的A/D轉換電路33及相關值計算電路34分別設置一個系統的情況， 但是本發明不限于此，可以將A/D轉換電路33及相關值計算電路34設置I/V轉換電路32a 的個數(16個)。按照這種結構，無需通過切換開關32d來進行切換控制，所以適合于構成 具有更高速的信號處理要求的指示體檢測裝置的情況。 如圖1所示，A/D轉換電路33為，與放大電路32的輸出端子連接，將從放大電路 32輸出的模擬信號轉換為數字信號并輸出的電路。在I/V轉換電路32a中被轉換為電壓信號的 輸出信號Si、S2.....S16在該A/D轉換電路33中轉換為數字信號并輸出。其中，該A/
D轉換電路33可以使用公知的A/D轉換器。下面，參照圖8對相關值計算電路34的結構進行詳細說明。相關值計算電路34
為，根據后述的控制電路40的控制，從由A/D轉換電路33輸出的輸出信號Sp S2.....S16
計算相關值的電路，如圖1所示，A/D轉換電路33、控制電路40、后述的位置檢測電路35相連。該相關值計算電路34具備信號延遲電路34a ；個數與擴頻碼Ck相同的(16個) 相關器34bi、34b2、34b3、. . . 34b16 ；向該各相關器341^ 34b16供給相關值運算用代碼的相 關值運算用代碼生成電路34ci、34c2、34c3.....34c15、34c16 ；以及相關值存儲電路34d。信號延遲電路34a為，暫時保存從A/D轉換電路33輸出的數字信號，并將該保存 的數據同時供給給各相關器34bi 34b16的電路。該信號延遲電路34a由個數與擴頻碼Ck
的代碼長度相同(16個)的D-觸發電路34ai、34a2、34a3.....34a15、34a16構成。該D-觸
發電路34a16、34a15、34a14、· · · 34a3、34a2、34ai，按照該順序從A/D轉換電路33側串聯連接。 該D-觸發電路34% 34a16各自的輸出端子與相鄰的其他D-觸發電路(例如，若是D-觸 發電路34a16，則是D-觸發電路34a15)和各相關器341^ 34b16連接，來自各D-觸發電路 34&1 34a16的輸出信號輸入給所有的相關器34bi 34b16。以下，將來自該16個D-觸發 電路34 34a16的16碼片的輸出信號分別稱為PSi、PS2、PS3.....PS15^PS160相關器34bi 34b16為，將從各D-觸發電路34 34a16輸出的各輸出信號PS1、 PS2, . . .、PS16與從后述的相關值運算用代碼生成電路34Cl 34c16輸入的各相關值運算 用代碼C/ C16‘進行乘法運算，從而計算各擴頻碼Ck的相關值的電路。相關器34bi 34b16由于分別用擴頻碼C1 C16來進行相關運算，所以設有16個。S卩，相關器34bi對來自
各D-觸發電路34 34a16的輸出信號PS1JS2.....PS16和相關值運算用代碼C1 ‘進行乘
法運算來運算相關值，相關器34b2對各接收信號和相關值運算用代碼C2'進行相關運算來 計算相關值，以下相同，對16個所有的擴頻碼C1 C16計算相關值。然后，各相關器34bi 34b16將計算出的相關值輸出給相關值存儲電路34d。相關值運算用代碼生成電路34ci、34c2、34c3.....34c15、34c16為，用于供給供各相
關器SAb1-S^16進行相關運算的相關值運算用代碼Ck’的電路。各相關值運算用代碼生 成電路34Cl 34c16分別與對應的各相關器34bi 34b16連接。從該相關值運算用代碼生 成電路34Cl 34Cl6供給給對應的相關器SAb1-S^16的相關值運算用代碼C1' C16‘分 別具有2η代碼長度，例如，相關器34bi由于進行擴頻碼C1的相關運算，所以相關值運算用 代碼C/為16碼片。以下，將從各相關值運算用代碼生成電路34Cl 34Cl6供給給各相關 器 Sdb1-S^16 的相關值運算用代碼稱為 Cx' (PN1' ,PN2' ,PN3' .....PN15' ,PN16')。當各相關器SAb1-S^16對輸出信號PS1IS2.....PS16和相關值運算用代碼C1'
C16'進行相關運算時，在傳感器部100上不存在指示體19的情況下，獲得一定值的相關值， 而在傳感器部100上存在指示體的情況下，獲得與該一定值的相關值不同的相關值。相關值存儲電路34d為，用于暫時存儲由相關器34bi 34b16的相關運算獲得的 相關值的存儲部。該相關值存儲電路34d由個數與相關器34bi 34b16相同的多個寄存器 (未圖示)構成。如圖4及圖5的說明那樣，發送導體選擇電路22的各發送塊25由4個 發送導體12構成，由于用開關22a切換這些，所以對一個接收導體14中的指示體19進行檢測時，獲得四個相關值。因此，構成相關值存儲電路34d的各寄存器包含四個區域。該四 個區域分別存儲有通過相關運算而獲得的相關值。因此，構成該寄存器的各區域中存儲有 任意一個發送導體12與構成接收導體組13的所有接收導體14的交叉點數量的數據(128 個)。然后，在相關值存儲電路34d中，輸入的各交叉點的相關值與傳感器部100的整個面 對應地映射，從而生成相關值的空間分布(映射數據)。下面，對相關值計算電路34的動作進行說明。I/V轉換電路32a的輸出信號S1,
S2.....S16在A/D轉換電路33中被換轉為數字信號，輸入給相關值計算電路34。從該A/D
轉換電路33輸入到相關值計算電路34的數字信號，首先存儲在信號延遲電路34a的D-觸 發電路34a16。然后，該D-觸發電路34a16將該存儲的數據供給給各相關器SAb1NS^16t5接 著，從A/D轉換電路33輸出的下一數字信號供給到D-觸發電路34a16時，D-觸發電路34a16 將目前為止存儲的數據輸出到相鄰的D-觸發電路34a15，存儲新供給的數字信號，并且將該 新存儲的數據輸出到各相關器34bi 34b16。之后，每輸入新的數據，各D-觸發電路34 34a16將目前為止存儲的數據輸出到相鄰的D-觸發電路及各相關器34bi 34b16，并且反復 進行存儲新供給的數字信號的處理。在各D-觸發電路34ai 34a16存儲的16碼片的輸出信號PS1 PS16供給到16個 相關器34bi 34b16。各相關器34bi 34b16分別對從各D-觸發電路34 34a16供給的 輸出信號PS1 PS16和從相關值運算用代碼生成電路34Cl 34c16供給的相關值運算 用代 碼C/ C16‘進行相關運算，從而獲得相關值。然后，各相關器34bi 34b16根據后述的控制電路40的控制，只將以第16η次的 運算結果獲得的相關值輸出到相關值存儲電路34d。通過反復進行該操作，只有對與任意一 個接收導體14交叉的所有發送導體12上供給擴頻碼C1 C16時獲得的輸出信號進行相關 運算的結果輸出到相關值存儲電路34d。然后，作為該相關運算的結果的相關值被存儲到相 關值存儲電路34d的各寄存器的預定區域。相同地，適當切換構成接收導體選擇電路31的開關31a及放大電路32的切換開 關32d，從而對從構成傳感器部100的所有的接收導體14獲得的輸出信號進行相關運算。在圖8中，例示了使用個數與擴頻碼Ck相同的相關器34bi 34b16，用各相關器 34bi 34b16單獨進行相關運算的相關值計算電路34，但是還可以向一個相關器依次供給 多個相關值運算用代碼C/ C16‘并分時進行相關運算。以下，參照圖9說明向一個相關器依次供給多個相關值運算用代碼并分時進行相 關運算的相關值計算電路的一個例子。該圖9表示分時進行各擴頻碼的相關運算的相關值 計算電路的一個結構例。以下，對圖9所示的相關值計算電路134的結構及各構成進行說明。該相關值計 算電路134具備信號延遲電路34a ；相關器34bx ；相關值運算用代碼生成電路134cx ；相關 值存儲電路34d ；寄存器134e。寄存器134e設在構成信號延遲電路34a的各D-觸發電路 34&1 34a16的輸出端子和相關器34bx之間，暫時存儲從各D-觸發電路34 34a16輸出 的16碼片的輸出信號PS1' PS16'。相關器34bx為，對存儲在寄存器134e中的數據和從相關值運算用代碼生成電路 134cx供給的相關值運算用代碼Cx’進行相關運算來計算相關值的電路。該相關器34bx的 輸出端子與相關值存儲電路34d連接。
相關值運算用代碼生成電路134cx為，向相關器341^供給相關值運算用代碼
Cx' (PN1' ,PN2' ,PN3' .....PN15' ,PN16')的電路。該相關值運算用代碼生成電路134cx
將供給給相關器34bx的相關值運算用代碼Cx’經時切換來進行供給。相關值存儲電路34d為，用于暫時存儲從相關器34bx輸出的相關值的存儲部，與 相關器34bx和位置檢測電路35(圖1參照)連接。其他結構為與圖8所示的相關值計算 電路34相同，所以對相同的結構標上與圖8相同的標號，省略詳細的說明。以下，對相關值計算電路134的動作進行詳細說明。圖6所示的I/V轉換電路32a 的輸出信號Sl S16在A/D轉換電路33中轉換為數字信號之后，輸入到信號延遲電路34a。 輸入到該信號延遲電路34a的數字信號依次供給到16級串聯連接的D-觸發電路34% 34a16。然后，各D-觸發電路34 34a16暫時存儲供給的數據，并且將該存儲的數據輸出 到寄存器134e。之后，各D-觸發電路34ai 34a16每供給有新的數字信號時，都將保存的 數據供給給相鄰的D-觸發電路34ax，存儲該新供給的數據，并且將該新供給的數據作為輸 出信號輸出到寄存器134e。另一方面，相關器341^在寄存器134e中聚齊數據時，根據后述的控制電路40的 控制，對存儲在寄存器134e中的數據和從相關值運算用代碼生成電路134cx供給的相關值 運算用代碼C1'進行相關運算來計算相關值。然后，相關器34bx將作為該運算結果的相關 值輸出到相關值存儲電路34d。之后，相關器34bx對相關值運算用代碼C2' ,C3' ...C16' 進行相同的相關運算，將作為運算結果的相關值隨時輸到相關值存儲電路34d。之后，相關 器341^對所有的相關值運算用代碼進行相關運算后，廢棄存儲在寄存器134e中的數據，待 機至下一數據的記錄。之后，通過反復進行上述處理，對從構成傳感器部100的所有接收導 體14獲得的接收信號進行相關運算。如上所述，通過將相關值計算電路設為該圖9所示的結構，用小于圖8所示的相關 值計算電路的相關器及相關值運算用代碼生成電路與準備擴頻碼的個數所相應的相關器 的情況同樣地獲得各擴頻碼的相關值。下面，參照圖10對相關器的結構進行詳細說明。圖10表示圖8及圖9所示的各
相關器34b! 34b16及34bx的結構例。相關器34b由16個乘法器34f”34f2.....34f16和
加法器34g構成。在該第一實施方式中，之所以將乘法器34f\ 34f16設為16個，是為了 求解16碼片的擴頻碼Ck的相關。因此，乘法器的個數對應擴頻碼Ck的碼片數，設置的個數 不同。各乘法器34f\ 34f16中供給有輸出信號的各碼片PS1 PS16和相關值運算用代 碼的各碼片PN1' PN16'，對同一碼片位置彼此的信號進行乘法運算來獲得乘法運算信 號。在各乘法器34& 34&6中計算的乘法運算信號供給給加法器34g。加法器34g對從 各乘法器34f\ 34f16供給的所有碼片位置信號進行加法運算來獲得相關值。該相關值被 存儲到相關值存儲電路34d。其中，按照使用的代碼，乘法器34f\ 34f16可以使用加法器 或減法器。位置檢測電路35為根據存儲在相關值存儲電路34d中的映射數據，求解超過預定 閾值的相關值的區域，將該區域作為指示體的位置來計算的電路。如圖1所示，該位置檢測 電路35與相關值計算電路34和控制電路40連接。其中，在該位置檢測電路35上，在交叉 點之間存在指示體時，設有將該指示體所處的坐標根據存儲在相關值存儲電路34d中的相關值計算的插值處理電路，從而可以計算更高分辨率的插值的映射數據。控制電路40為用于控制本發明的指示體檢測裝置1的各部的電路。如圖1所示， 該控制電路40與時鐘產生電路23、擴頻碼供給電路21、發送導體選擇電路22、相關值計算 電路34和位置檢測電路35連接。控制電路40根據從時鐘產生電路23輸出的時鐘信號 S。lk，適當生成發送負荷信號Sti-及接收負荷信號Srltjad并輸出，控制上述各部的動作定時。以下，參照圖1、圖9及、圖11，說明第一實施方式中的控制電路40及指示體檢測 裝置1的動作。其中，在以下說明中，為了能夠容易理解原理，例示相關值計算電路由圖9 所示的相關值計算電路134構成的情況進行說明。在這里，圖11 (a)為從時鐘生成電路23供給到控制電路40及擴頻碼供給電路21 的時鐘信號s。lk的信號波形。該時鐘信號S。lk其周期例如被設定為擴頻碼Ck的1碼片長度。 圖11 (b)為從控制電路40供給到發送導體選擇電路22及接收導體選擇電路31的發送負 荷信號stlMd的信號波形。該發送負荷信號Stlrad為其周期被設定為擴頻碼Ck的代碼長度 (時鐘信號的16個周期)的脈沖信號。圖11 (c)為從控制電路40供給到相關值計算電路 34的接收負荷信號Srlrad的信號波形。該接收負荷信號Srltjad為其周期例如被設定為擴頻 碼Ck的代碼長度(時鐘信號的16個周期)的脈沖信號。該接收負荷 信號Srlrad比發送負 荷信號Stltjad延遲時鐘信號S。lk的一個周期地被輸出。圖11 (d)為從擴頻碼供給電路21對 發送導體組11(參照圖1)發送代碼的輸出時序圖。圖11(e)為經由D-觸發電路34ai 34a16施加在寄存器134e上的16碼片的輸出信號的時序圖，圖11 (f)為與該施加的接收信 號進行乘法運算的相關值運算用代碼的生成代碼(C1' >C2‘ ,C3' ,...C16')。從時鐘產生電路23輸出的時鐘信號Selk(圖11(a))輸入到控制電路40及擴頻碼 供給電路21時，控制電路40與該時鐘信號S。lk同步地向發送導體選擇電路22及接收導體 選擇電路31輸入發送負荷信號Stltjad (圖11 (b))。然后，在一個時鐘周期之后，控制電路40 將接收負荷信號Srlrad輸入給A/D轉換電路33。發送導體選擇電路22在發送負荷信號Stltjad為高電平且在時鐘信號S。lk的上升定 時(圖11中的to)，向發送導體12開始供給擴頻碼Ck。之后，該發送導體選擇電路22在發 送負荷信號Stlrad為高電平且在時鐘信號S。lk的每個上升定時(例如，圖11中的t2及t4)， 切換供給擴頻碼Ck的發送導體12。同樣，接收導體選擇電路31的開關31a在發送負荷信號Stltjad為高電平且在時鐘 信號S。lk的上升定時，選擇最開始進行接收的接收導體14(圖6的狀態)。之后，該接收導 體選擇電路31在發送負荷信號Stltjad的脈沖每輸入四次就控制一次開關31a，切換被選擇 的接收導體14。在這里，將接收導體選擇電路31設定為發送負荷信號Stlrad的脈沖每輸入 四次就進行一次切換，是因為發送塊25(圖4參照)由四個發送導體12構成，所以在該定 時切換供給擴頻碼Ck的發送導體12時，能夠對構成各發送塊25的所有發送導體12供給 擴頻碼Ck。其結果，對構成傳感器部100的所有的發送導體12供給擴頻碼Ck。如上所述，在由發送導體選擇電路22選擇的各發送導體12上，在時鐘信號S。lk的 上升定時，供給有各擴頻碼Ck的第η個碼片的代碼。即，在時刻、供給各擴頻碼C1 C16 的第一個碼片的代碼，按每一個時鐘，以第二個碼片、第三個碼片..·的方式，對應時鐘的 上升定時，切換向各發送導體12供給的代碼(圖11(d))。然后，在下一發送負荷信號Stltjad 的上升定時，即，時鐘信號S。lk的第17次的上升定時，完成向由發送導體選擇電路22選擇的各發送導體12供給各擴頻碼Ck，所以發送導體選擇電路22在該定時將選擇的發送導體 12切換為下一發送導體12。之后，同樣在各發送負荷信號Stltjad的上升定時切換發送導體 12。其中，如該圖11所示，下一擴頻碼Ck的供給開始定時存在一個時鐘的沒有供給構成擴 頻碼Ck的各碼片的期間，是為了防止由接收導體選擇電路22進行切換帶來的過渡現象引 起的噪聲。然后，發送導體選擇電路22在輸入有發送負荷信號的第四個脈沖時，返回到最初 狀態，反復進行上述切換動作。從由接收導體選擇電路31選擇的各接收導體14，在上述時鐘信號S。lk的上升定 時，輸出有輸出信號。接收導體選擇電路31在發送負荷信號Stltjad的第四個脈沖為高電平 且在時鐘信號S。lk的上升定時，依次切換選擇的接收導體14。發送負荷信號Stlrad的第33 個脈沖為高電平且在時鐘信號S。lk的上升定時，接收導體選擇電路31返回到最初狀態，反 復進行上述切換動作。另一方面，在時鐘信號S。lk的上升定時經由接收導體選擇電路31獲得的輸出信號 在放大電路32中信號電平被放大，在A/D轉換電路33中被數字轉換而輸入到相關值計算 電路134 (參照圖9)。該數字信號，如上所述，從與A/D轉換電路33的輸出端子連接的信號 延遲電路34a的D-觸發電路34a16依次被輸入(參照圖9)。該D-觸發電路34a16存儲從 A/D轉換電路33輸入的數字信號，并且供給到設在該D-觸發電路34a16的后級的各相關器 34b! 34b15。從信號延遲電路34a輸出的各發送信號PS1' PS16'在發送負荷信號Stltjad為高 電平且在時鐘信號S。lk的上升定時，施加到寄存器134e。該動作以發送負荷信號Stltjad為 高電平且時鐘信號S。lk的上升定時刻、、t2、t4...為基準反復進行。另一方面，相關值計算電路134在接收負荷信號Srlrad的脈沖為高電平且在時鐘 信號s。lk的上升定時(在圖11中，時刻t3)，從相關值運算用代碼生成電路134cx依次生成 16種相關值運算用代碼C1' C16 ‘并供給給相關器34bx。相關器34bx在該接收負荷信號 Srload為高電平且在時鐘信號S。lk的脈沖的上升定時，開始進行該相關值運算用代碼C1' C16'和施加在寄存器134e的信號的相關運算(圖11(f))。然后，相關器34bx將該運算結果 依次輸出到相關值存儲電路34d(圖11(g))。之后，如圖11(f)及(g)所示，對擴頻碼C2 C16，同樣進行相關運算，將其運算結果輸出到相關值存儲電路34d。如上所述，獲得與各相 關值運算用代碼C/ C16‘的相關值。[位置檢測原理] 下面，參照圖12 16，對本發明的指示體檢測裝置1的位置檢測原理進行說明。 如上所述，本發明的指示體檢測裝置1為交叉點靜電耦合方式，根據傳感器部的發送導體 及接收導體之間的靜電耦合狀態的變化來檢測指示體。首先，參照圖12，說明指示體的檢測原理。在這里，圖12(a)及(b)為表示在傳感 器部100上存在手指等指示體19的情況及不存在的情況的發送導體12和接收導體14之 間的靜電耦合狀態的剖視圖。在傳感器部100上不存在指示體19的情況下，如圖12(a)所示，配置在第一基板 15上的發送導體12和配置在第二基板17上的接收導體14經由墊片16靜電耦合，從發送 導體12發出的電場被集中到接收導體14。其結果，從發送導體12到接收導體14流動有所有的電流。另一方面，在傳感器部100上存在指示體19的情況下，如圖12(b)所示，接收導 體14不僅僅經由發送導體12，還經由指示體19與地面成靜電耦合的狀態。在該狀態下，從 發送導體12發出的部分電場被集中到指示體19，從發送導體12向接收導體14流動的部分 電流經由指示體19分流到地面。其結果，流入接收導體14的電流減少。通過檢測該電流 變化，檢測指示體19的指示位置。 下面，參照圖13及圖14，對指示體的指示位置的坐標的計算原理進行說明。其中， 在以下的說明中，為了能夠容易理解其原理，關注供給有擴頻碼C2的發送導體Y9和接收導 體X124的交叉點(圖13(a)中，用白色圓圈表示的位置。以下，簡稱為交叉點)，對根據該交 叉點中的指示體19的有無來獲得的相關值進行對比說明。并且，從與關注接收導體X124交 叉的其他發送導體12供給有其他擴頻碼(C1及C3 C16)，觀注的交叉點以外的交叉點上不 存在指示體19。首先，參照圖13，對在傳感器部100上不存在指示體19的情況下由接收導體14獲 得的相關值進行說明。在該交叉點上不存在指示體19時，接收導體14只與發送導體12靜 電耦合(參照圖12(a))。其結果，應當流入接收導體14的電流全部會流入接收導體14，所 以對來自接收導體X124的輸出信號進行相關運算而獲得的相關值而言，相關器的輸出信號 和擴頻碼的代碼編號的相關特性為一定的值(參照圖13(b))。相對于此，在交叉點上存在指示體19的情況下，接收導體^成為經由指示體19與 地面靜電耦合的狀態(參照圖12(b))。于是，如圖14(a)所示，本來應當流入接收導體X9 的電流的一部分經由指示體19分流到地面。其結果，對來自接收導體X124的輸出信號進行 相關運算時，相關器的輸出信號和擴頻碼的代碼編號的相關特性，在該擴頻碼C2中獲得的 相關值比由其他擴頻碼的相關運算獲得的相關值小(參照圖14(b))。因此，通過圖14(b)所示相關特性在哪一個擴頻碼的相關值下凹陷，能夠確定構 成置有指示體19的交叉點的發送導體。在圖14所示的例子中，由于在擴頻碼C2下生成相 關值下降的較大的凹陷區域，所以確定供給有該擴頻碼C2的發送導體Y9為置有指示體19 的發送導體。在存儲于相關值存儲電路34d的相關值的空間分布中，通過確定相關值小于 預定閾值的區域，能夠檢測傳感器部100上的指示體19的位置(坐標)。下面，參照圖15及圖16，對作為指示體的一個手指19置于傳感器部100的多個交 叉點上的情況的位置檢測原理進行說明。在以下說明中，為了能夠容易理解該位置檢測的 原理，各發送導體Y1 Y64上供給有各擴頻碼C1 C16(參照圖4)，如圖15所示，考慮跨越 接收導體X124和發送導體Y1 Y4之間的多個交叉點置有一個手指19的情況。其中，置有 指示體19的發送導體Y1 Y4上，供給有擴頻碼C1。在該圖15所示的狀態下，接收導體X124和各發送導體Y1 Y4之間形成的多個交 叉點，流入接收導體X124的電流減少。因此，如圖16(a)所示，對于接收導體X124的相關器的 輸出信號和擴頻碼的代碼編號的相關特性64，由擴頻碼C1的相關運算獲得的相關值小于由 其他擴頻碼的相關運算獲得的相關值。向發送導體Y2 Y4供給擴頻碼C1時，也成為與該 圖16(a)相同的特性。另一方面，由于在接收導體X124和各發送導體Y5 Y64之間形成的多個交叉點上不 存在指示體19，所以如圖16(b)所示，相關特性65成為一定值。如此，本發明即使在跨越多個交叉點置有指示體的情況下，也能檢測指示體的有無。其中，若在上述的位置檢測電路35上設置插值處理電路，則還能檢測交叉點之間的指 示體19的存在與否，還能推測置于傳感器部100上的指示體19的形狀。
[哈達瑪碼的例子]在上述第一實施方式的例子中，表示了向供給給傳感器部100的信號供給具有2η 碼片的代碼長度的擴頻碼Ck的例子。該擴頻碼Ck可以使用哈達瑪碼。參照圖17，說明使 用該哈達瑪碼的情況的例子。圖17(a)表示由16碼片的代碼串C1 C16構成的哈達瑪矩陣。構成各代碼串C1 C16的各碼片的值為-1或+1。以下，將該代碼串C1 C16稱為哈達瑪碼。該哈達瑪矩陣的16種哈達瑪碼C1 C16具有相互完整的正交關系，所以能夠將各 哈達瑪碼C1-C16和相關值運算用代碼C/ C16‘設為相同的代碼。并且，進行相關運算 的相關器可以替代圖10所示乘法器34f\ 34f16而使用加法器。并且，在使用該哈達瑪矩 陣的情況下，用相關器檢測存在相關的情況下，如圖17(c)所示，存在相關的哈達瑪碼Cx的 相關運算時相關值下降，用對應的代碼檢測出存在相關。但是，存在相關的情況下，相關值 的電平為高于0電平的電平。將該圖17(a)的哈達瑪矩陣使用在本發明的指示體檢測裝置的情況下，構成哈達 瑪矩陣的各哈達瑪碼C1-C16的所有的第一個碼片的位數為1，所以用相關器進行該碼片位 置的相關運算時，導致相關值顯著變高。因此，在該圖17(b)的例子中，將哈達瑪碼由15個 碼片構成。由該15個碼片的代碼形成的16種哈達瑪碼C1-C16與圖17(a)比較可知，是 一種將16個碼片的哈達瑪碼的開頭的第一個碼片除去的結構。通過使用由該圖17(b)所示的15個碼片的代碼形成的16種哈達瑪碼C1-C16，如 圖17(d)所示，作為相關器的輸出信號，存在相關時成為0電平以下的信號，不存在相關時 成為0電平以上的預定電平，從而能夠縮小拍頻(Beat)。[位置檢測的處理步驟]下面，參照圖1、圖6及圖18的流程圖，說明該第一實施方式中的指示體檢測裝置 1的動作。首先，擴頻碼供給電路21的各擴頻碼生成電路24分別生成擴頻碼C1 C16(步驟 Si)。然后，接收部300的接收導體選擇電路31通過開關31a，在各檢測塊36內連接預定的 接收導體14和I/V轉換電路32a (步驟S2)。接著，發送導體選擇電路22在各發送塊25內連接供給擴頻碼C1 C16的預定的 發送導體12時(步驟S3)，在各發送塊25中選擇的預定的發送導體12上同時供給有分別 對應的擴頻碼C1 C16 (步驟S4)。接著，接收部300同時檢測在步驟S2中選擇的各檢測塊36的來自預定接收導體 14的輸出信號Si (步驟S5)。具體來講，首先，放大電路32將來自被選擇的預定接收導體 14 (合計16個接收導體14)的輸出信號即電流信號在I/V轉換電路32a轉換為電壓信號并 放大，將該放大信號輸出到A/D轉換電路33。接著，A/D轉換電路33將輸入的電壓信號轉 換為數字信號，將該數字信號輸出到相關值計算電路34。接著，相關值計算電路34將輸入的數字信號對相關值運算用代碼C/ C16’分別 進行相關運算，將該值存儲到相關值存儲電路34d(步驟S6)。接著，控制電路40對在步驟S4中選擇的接收導體14，判定是否對全部發送導體12完成了相關運算(步驟S7)。在對選擇的接收導體14沒有完成全部發送導體12的位置 檢測時，即，步驟S7的判定結果為NO (否)時，返回到步驟S3，切換發送導體選擇電路22內 的各發送塊25的開關22a，選擇與上一次不同的發送導體12，反復進行步驟S3 S6。其 后，反復進行步驟S3 S6，直至對選擇的接收導體14，完成全部發送導體12的位置檢測。

也就是說，如圖6所示，接收導體X” X9、. . . X121最初被選擇時，擴頻碼C1 C16首
先供給到發送導體Y4、Y8.....Y64O接著，被選擇的接收導體直接將供給擴頻碼C1 C16的
發送導體切換為發送導體Y3、Y7.....Y63并供給，同樣進行相關運算。反復進行該處理，向
發送導體Yi、Y5.....Y61分別供給擴頻碼C1 C16，進行相關運算時，各發送塊25內的發送
導體12的切換循環一次，對接收導體Xp X9、... X121完成全部發送導體12的位置檢測(步 驟S7的YES (是)的狀態)。在如此選擇的接收導體14完成全部發送導體12的檢測時，進 入步驟S8。對在步驟S2中選擇的接收導體14，完成全部發送導體12的相關運算時，即，步驟 S7的判定結果為YES時，控制電路40判定全部接收導體14的位置檢測是否完成(步驟 S8)。全部接收導體14的相關運算沒有完成的情況下，即，步驟S8的判定結果為NO時，返 回到步驟S2，切換發送導體選擇電路22內的各開關22a，選擇發送導體12。然后，對選擇的 多個發送導體12，通過擴頻碼供給電路21同時供給擴頻碼C1 C16。如此，切換發送導體 12及接收導體14，持續進行相關運算。其后，反復進行步驟S2 S7，直至對全部接收導體 14完成全部發送導體12的相關運算。也就是說，如圖6所示，例如接收導體Xp X9、. . . X121被選擇的狀態下，使各發送塊 25內的發送導體12交替，對接收導體Xi、X9、. . . X121，進行全部發送導體12的相關運算。接 著，切換為接收導體x2、xi0> · · · X122，使各發送塊25內的發送導體12交替。反復進行該處 理，依次切換接收導體14。然后，交替的最后對接收導體X8、X16、... X128，完成相關運算時， 進入步驟S9，或者返回到最初的步驟S2。位置檢測電路35根據存儲在相關值計算電路34的相關值存儲電路34d中的接收 導體14的交叉點的信號，檢測輸出信號電平減少了的信號的接收導體14和其擴頻碼。然 后，根據由信號電平確定的接收導體14的索引m(l 128)和供給對應的擴頻碼的發送導 體12的索引n(l 64)，計算指示體的位置(步驟S9)。如此進行配置在傳感器部100上 的指示體的位置檢測。如上所述，在該第一實施方式中，向各組的預定的發送導體12同時供給代碼相互 不同的擴頻碼(多路發送)，用預定的多個接收導體14同時檢測指示體的位置。即，對發送 導體12和接收導體14之間的多個交叉點同時進行位置檢測處理。其結果，能夠縮短對多 個交叉點的位置檢測所耗費的時間，能夠更為高速地進行指示體的位置檢測。即，在第一實施方式中，將發送導體組11及接收導體組13分別劃分為16個組，將 各組并聯處理，所以例如與以往那樣對全部交叉點依次進行檢測處理時的檢測時間相比， 其檢測時間能夠縮短為1/(16X16)。其中，組數不限于該例子，并且，即使只將發送導體組 11或接收導體組13中的任意一個進行分組化，也能獲得縮短檢測時間的効果，這是顯而易 見的。如上所述，本發明的指示體檢測裝置能夠對多個交叉點的指示體同時且高速進行 檢測，所以顯然能夠高速檢測一個使用者的多個指示體的指示位置，還能同時檢測多個人的多個手指等指示體的指示位置。與使用者的多寡無關，能夠進行多個指示體的同時檢測， 所以能夠應用于各種用途。其中，由于能夠進行多個指示體的同時檢測，所以當然能夠檢測 一個指示體的位置指示。 并且，在該第一實施方式中，說明了對一個接收導體完成全部發送導體的檢測時 切換為另一個接收導體來繼續進行位置檢測的情況，但是本發明不限于該例子。可以在 對一個接收導體完成全部發送導體的檢測之前，切換為另一個接收導體來繼續進行位置檢 測，只要最終能對傳感器部100的全部交叉點進行位置檢測即可。并且，在上述第一實施方式中，說明了對指示體的位置進行檢測的例子，但是本發 明不限于此。例如，對于第一實施方式所述的指示體檢測裝置，可以作為根據獲得的相關值 只檢測指示體存在與否的裝置使用。其中，在該情況下，可以不設置位置檢測電路35。<2.第二實施方式使用被PSK調制的擴頻碼的結構例>在上述第一實施方式中，說明了將擴頻碼Ck直接供給給發送導體組11的例子，但 是本發明不限于此。例如，可以對擴頻碼Ck實施預定的調制，并將該調制的信號供給給發送 導體組11。在第二實施方式中，說明對供給給發送導體組11的擴頻碼Ck進行PSK(Phase Shift Keying，相移鍵控)調制的結構例。[PSK 調制]圖19(a)及(b)表示擴頻碼的PSK調制前后的波形。圖19(a)為PSK調制前的擴 頻碼的波形，圖19(b)為PSK調制后的擴頻碼的波形。在該第二實施方式中，例如，說明用調制前的擴頻碼Ck的時鐘信號周期(碼片周 期)的2倍的時鐘周期的信號來對擴頻碼Ck進行PSK調制的例子。其中，本發明不限于此， 調制時的時鐘周期與碼片周期之比根據用途等可適當變更。該PSK調制，例如在調制前的 擴頻碼(圖19(a))中，信號電平為High時，在從Low開始的定時使信號反轉，信號電平為 Low時，在從High開始的定時使信號反轉，獲得調制信號(圖19(b))。[指示體檢測裝置的結構]根據圖20說明第二實施方式的指示體檢測裝置2的結構。該第二實施方式的指 示體檢測裝置2由傳感器部100、發送部201、接收部301和控制電路40構成。該第二實施 方式的指示體檢測裝置2和第一實施方式的指示體檢測裝置1(參照圖1)的不同點在于， 發送部201由設有對擴頻碼Ck實施PSK調制的PSK調制電路的擴頻碼供給電路221和時 鐘產生電路23構成，接收部301具備對進行了 PSK調制的擴頻碼Ck進行解調的PSK解調 電路的相關值計算電路304。除此之外的結構，與第一實施方式(圖1)相同，所以同一結構 標上與圖1相同的標號，省略詳細的說明。其中，在該第二實施方式中，說明使用例如63碼 片長度的擴頻碼Ck，使用該擴頻碼Ck的2倍的時鐘信號來實施PSK調制，生成126時鐘信 號長度的調制信號的情況的例子。下面參照圖21說明第二實施方式的擴頻碼供給電路201的結構。擴頻碼供給電 路221由多個擴頻碼生成電路24及PSK調制電路26構成。PSK調制電路26根據從時鐘
產生電路23供給的同一時鐘，對彼此同步生成的16種擴頻碼Q、C2.....C16分別進行PSK
調制，所以設在各擴頻碼生成電路24的輸出端子。S卩，該PSK調制電路26的個數設為與擴 頻碼生成電路24相同(16個)。各PSK調制電路26分別對各擴頻碼C1 C16進行PSK調 制，生成16種PSK調制信號C1P、C2p.....C16po該PSK調制信號Cip C16p供給給發送導體12。下面，參照圖22說明該第二實施方式的相關值計算電路304的結構。該圖22為 表示第二實施方式的相關值計算電路304的電路結構及該相關值計算電路304、I/V轉換電 路32a及A/D轉換電路33的連接關系的圖。相關值計算電路304由PSK解調電路126、信號延遲電路304a、16個相關器3041^、 304b2、304b3、. . . 304b16、相關值運算用代碼生成電路304Cl 304Cl6和相關值存儲電路304d 構成。信號延遲電路304a為，與上述的第一實施方式的信號延遲電路34a相同，將從A/ D轉換電路33輸入的數字信號暫時保存，將該保存的數據同時供給給各相關器3041^ 304b16的電路。該信號延遲電路304a由個數與擴頻碼的代碼長度相同的(63個)D-觸發電 路304&1、30432、304&3、. . .、304a62、304a63構成。D-觸發電路304a63、304a62、304a61、. . . 304a3、 304a2、304ai，按照該順序從A/D轉換電路33側串聯連接。這些D-觸發電路304 304a63 的各輸出端子，與相鄰的其他D-觸發電路(例如，若為D-觸發電路304a63，則為D-觸發電 路304a62)和各相關器34bi 34b16連接，來自各D-觸發電路304 304a63的輸出信號 輸入給所有的相關器304bi 304b16。PSK解調電路126為，將在發送部201的PSK調制電路26(參照圖21)中被PSK調 制的擴頻碼Ck解調成原來的擴頻碼Ck的電路。如圖22所示，該PSK解調電路126設在A/ D轉換電路33和信號延遲電路304a之間，對在A/D轉換電路33中進行數字轉換的輸出信 號進行PSK解調并輸出到后級的信號延遲電路304a。具體來講，用于將PSK調制信號解調 成圖19(a)所示的調制前的信號(擴頻碼Ck)。其中，在該第二實施方式中，例示說明了將 PSK解調電路126設在相關值計算電路304中的情況，即，將轉換為數字信號的輸出信號進 行解調的情況，但是本發明不限于該結構。只要是將作為輸出信號的電流信號轉換為電壓 信號后的信號就能進行PSK解調，所以該PSK解調電路126可以設在放大電路32 (I/V轉換 電路32a)和A/D轉換電路33之間。然后，被該PSK解調電路126解調的輸出信號供給到多級串聯連接的D-觸發電路 304&1 304a63。以下，將從該63個D-觸發電路304 304a63輸出的63碼片的輸出信號 分別稱為 PS” PS2、PS3、. . ·、PS62, PS630該63碼片的輸出信號PS1 PS63同時供給到16個相關器3041^ 304b16。各相 關器304bi 304b16對該63碼片的輸出信號PS1 PS63和從相關值運算用代碼生成電路 304Cl 304c16供給的相關值運算用代碼C1/ C16/進行相關運算來計算相關值。即，例 如，相關器34bi為了進行擴頻碼C1的相關運算，從相關值運算用代碼生成電路34Cl接收63 碼片的相關值運算用代碼C1/ (PN1' PN63')的供給，對各碼片進行輸出信號和相關值 運算用代碼的相關運算，將該相關值供給給相關值存儲電路304d并存儲。同樣，相關器304b2 304b16對輸出信號PS1 PS63和相關值運算用代碼C2p' C16p'進行相關運算，將作為其運算結果的相關值供給給相關值存儲電路304d并存儲。如 此，對全部的16個擴頻碼分別進行相關運算，將相關值存儲到相關值存儲電路304d。其中， 在圖22的結構中，例示了使用與擴頻碼的種類對應的個數的相關器的情況，但是本發明不 限于此。例如，相關值計算電路304可以應用圖9所示的結構，將相關值計算電路用一個相 關器和能供給多個相關值運算用代碼的相關值運算用代碼生成電路構成，并分時運算多種相關值。如上所述，在該第二實施方式中，對相互不同的擴頻碼進行PSK調制，將該PSK調 制的擴頻碼同時供給(多路發送)給構成發送導體組的發送導體，用被選擇的多個接收導 體同時檢測指示體的位置。其結果，在該第二實施方式中，獲得與第一實施方式相同的効果。并且，在該第二實施方式中，對供給給發送導體的擴頻碼進行PSK調制時，使用周 期比擴頻碼的碼片周期短的時鐘信號。該情況下，在接收部對擴頻碼進行解調時，能夠使解 調的擴頻碼的上升及下降定時的信號轉變的頻度更高。因此，在該第二實施方式中，能夠減 小指示體的位置檢測的誤差。并且，通過對擴頻碼進行PSK調制，能夠使耐噪聲性提高。在該第二實施方式中，例示說明了向發送導體供給進行PSK調制的擴頻碼的情 況，但是本發明不限于此。在第三實施方式中，例示說明對擴頻碼調制成其他方式并供給的 情況。<3.第三實施方式使用FSK調制的擴頻碼的結構例>在第三實施方式中，說明對供給給發送導體組11的擴頻碼Ck進行FSK(Frequency Shift Keying，移頻鍵控)調制的結構例。[FSK 調制]圖23表示擴頻碼的FSK調制前后的波形。圖23 (a)為FSK調制前的擴頻碼的波 形，圖23(b)為FSK調制后的信號波形。在該第三實施方式中，例示說明了例如使用調制前的擴頻碼Ck的時鐘周期(碼片 周期)的2倍及4倍的時鐘周期的信號來進行FSK調制的情況。其中，本發明不限于此，調 制時的時鐘周期與碼片周期之比根據用途等可適當變更。在該第三實施方式的FSK調制 中，使調制前的擴頻碼(圖23(a))中的High電平狀態的信號與調制前的擴頻碼的4倍的 周期信號對應，使Low電平狀態的信號與調制前的擴頻碼的2倍的周期信號對應，從而獲得 調制信號(圖23(b))。以下，在該第三實施方式中，也與上述的第二實施方式一樣，例示說 明使用63碼片長度的擴頻碼，切換2倍及4倍的時鐘周期的信號，對該擴頻碼實施FSK調 制，生成FSK調制信號的情況。其中，該第三實施方式的指示體檢測裝置的結構與上述第二 實施方式的指示體檢測裝置2相比，除擴頻碼供給電路221及相關值計算電路304分別為 擴頻碼供給電路222及相關值計算電路314的點以外相同，因此對于相同的結構使用相同 的標號，省略其詳細的說明。首先，參照圖24說明該第三實施方式的擴頻碼供給電路222的結構。如該圖24 所示，擴頻碼供給電路222由多個擴頻碼生成電路24及FSK調制電路27構成。該擴頻碼 生成電路24及FSK調制電路27，為了根據同一信號分別對彼此同步生成的16種擴頻碼Q、
C2.....C16進行FSK調制，分別設有16個。各FSK調制電路27分別對各擴頻碼C1 C16進
行FSK調制，將FSK調制信號C1F、C2f.....C16f供給給發送導體12。下面，參照圖25說明該第三實施方式的相關值計算電路314的結構。該圖25表 示第三實施方式的相關值計算電路的電路結構以及該相關值計算電路、I/V轉換電路及A/ D轉換電路的連接關系。相關值計算電路314由FSK解調電路127、信號延遲電路304a、16個相關器3041^、 304b2.....304b16、個數與該相關器304bi 304b16相同的相關值運算用代碼生成電路304ci、304c2、· · · 304c16、相關值存儲電路304d構成。 FSK解調電路127為，將在FSK調制電路27 (參照圖24)中進行FSK調制的擴頻 碼解調為原來的擴頻碼的電路。該FSK解調電路127設在A/D轉換電路33和信號延遲電 路304a之間，對在A/D轉換電路33進行數字轉換的輸出信號進行FSK解調。具體來講，例 如將調制成圖23(b)所示狀態的信號，解調成與圖23(a)所示的調制前的信號相同的狀態。 其中，在該第三實施方式中，例示說明了將FSK解調電路127設在相關值計算電路314的情 況，即，對轉換為數字信號的輸出信號進行解調的情況，但是本發明不限于該結構。只要是 將作為輸出信號的電流信號轉換為電壓信號后的信號，則能夠進行FSK解調，所以該FSK解 調電路127可以設在放大電路32和A/D轉換電路33之間。在FSK解調電路127中解調的輸出信號供給到多級串聯連接的D-觸發電路 304&1 304a63，來自各D-觸發電路304 304a63的輸出信號輸入到所有的相關器 304b! 304b16。其中，其他結構及處理與上述的第二實施方式的圖22相同，因此標上與圖 22相同的標號，省略其說明。在該第三實施方式中，對多個擴頻碼進行FSK調制，將進行該FSK調制的擴頻碼同 時供給(多路發送)到構成發送導體組11的多個發送導體12，用被選擇的多個接收導體14 同時檢測指示體的位置。其結果，在該第三實施方式中，獲得與第二實施方式相同的効果。

并且，通過對擴頻碼進行FSK調制能夠增大供給給發送導體組11的信號的帶寬， 能夠使耐噪聲性提高。<4.第四實施方式擴頻碼的其他供給方法>在第一實施方式(參照圖4)中，例示了將構成發送導體組11的各發送導體12劃 分為由相鄰的4個發送導體Yn Yn+3構成的多個發送塊25，分別向該多個發送塊25供給 各擴頻碼C1 C16，然后各擴頻碼C1 C16供給到構成該發送塊25的4個發送導體Yn Υη+3 中的任意一個的情況。但是，本發明可以不必將各擴頻碼C1 C16供給給預定的發送導體 12，可以適當供給給任意的發送導體12。以下，參照圖26 圖29說明擴頻碼的供給方法的變形例1 3。[變形例1]首先，根據圖26說明變形例1的擴頻碼的供給方法。在該變形例1中，沒有做特 別的圖示，但是例如在圖4所示的發送導體選擇電路22和擴頻碼供給電路21之間設置開 關。然后，通過該開關，從擴頻碼供給電路21供給的各擴頻碼C1 C16經由該未圖示的開 關選擇性地被供給到發送導體選擇電路22。其中，其他結構與圖1所示的第一實施方式相 同，因此適當參照圖1，并且對相同的結構省略其說明。發送導體選擇電路22在發送導體Y1 Y64中以5個為間隔選擇16個發送導體12。
具體來將，發送導體選擇電路22最初選擇發送導體Y”Y5.....Y57, Y61，供給各擴頻碼C1
C160然后，在該狀態下，預定時間內進行擴頻碼的供給。之后，發送導體選擇電路22向發送導體12的索引η增加的方向偏離一個選擇發
送導體12。即，將上一次選擇的16各發送導體A、Y5.....Υ57、Υ61分別切換為發送導體Υ2、
Y6.....Υ58、Υ62。然后，從擴頻碼供給電路21供給的各擴頻碼C1 C16分別同時供給到該新
選擇的發送導體1、Y6.....Υ58、Υ62。之后，將上述的發送導體12的切換動作依次反復，從
而進行擴頻碼的供給。
然后，通過發送導體選擇電路22向發送導體Y4、Y8.....Y60及Y64分別同時供給各
擴頻碼C1 C16時，通過未圖示的開關切換供給有各擴頻碼的發送塊25 (參照圖4)，反復進 行上述動作。例如，關注由發送導體Y1 Y4構成的發送塊25進行說明時，首先在該發送塊 25上供給有擴頻碼C1，從發送導體Y1依次進行擴頻碼C1的供給。然后，如上所述，發送導 體選擇電路22按時間變化切換供給擴頻碼C1的發送導體。然后，擴頻碼C1供給到發送導 體Y4之后，發送導體選擇電路22將供給了擴頻碼的發送導體切換為Y1,并且未圖示的開關 將供給給發送塊25的擴頻碼C1切換為擴頻碼C2,反復進行上述切換動作。再次將該擴頻碼 供給到發送導體Y4之后，發送導體選擇電路22再次將供給了擴頻碼的發送導體切換為Y1, 并且未圖示的開關將擴頻碼C2切換為擴頻碼C3，之后反復進行上述動作。其中，在該變形例1所示的例子中，說明了發送導體選擇電路22每隔預定時間將 連接的發送導體12，切換到其索引η增加的方向的例子，但是本發明不限于此。例如，可以 將與擴頻碼供給電路21連接的發送導體12切換到其索引η減少的方向。并且，還可以將 發送導體12按照預定的序列隨機切換。并且，在目前為止的說明中，對發送導體12的切換 進行了說明，但是對于接收導體14，也可以按照預定的序列隨機切換。[變形例2]在上述變形例1中，例示了發送導體選擇電路22每隔預定時間從發送導體1 Y64中以5個為間隔選擇16個發送導體12，將該選擇的發送導體12切換到其索引η增加的 方向，從而供給擴頻碼Ck的例子。但是，對于供給擴頻碼Ck的發送導體12的選擇，可以不 是預定個數的間隔。參照圖27及圖28，對變形例2進行說明。首先，根據圖27說明變形例2的發送導 體選擇電路202的結構。在該變形例2中，發送導體組11被劃分為由相鄰的16個發送導 體Yn Υη+15構成的多個發送塊125。具體來講，由64個發送導體Y1 Y64構成的發送導體 組11被劃分為發送導體Y1 Y16、Y17 Y32> Y33 Y48、Y49 Y64這四個發送塊。發送導體選擇電路202由用于將從擴頻碼供給電路21輸出的擴頻碼C1 C16供 給給各發送塊125的開關202a構成。該開關202a為由16個開關構成的開關組，該16個開關的各輸出端子202b與對 應的各發送導體Yn Yn+15連接，各輸入端子202c與對應的擴頻碼供給電路21的各擴頻碼 生成電路24(參照圖1及圖3)連接。通過該開關202a按時間變化切換與擴頻碼生成電路 24連接的發送塊125，各擴頻碼C1 C16能夠供給到所有的發送導體12。其中，在該圖27 中，為避免繁雜對開關202a省略記載。并且，除上述以外的其他結構與第一實施方式(參 照圖1等)相同，因此對于相同的結構標上相同的標號，省略其說明。下面，根據圖28對變形例2的擴頻碼的供給方法進行說明。首先，發送導體選擇 電路202選擇由發送導體Y1 Y16構成的發送塊125 (圖28的狀態)。接著，擴頻碼供給電 路21向構成發送塊125的各發送導體Y1-Y16分別同時供給擴頻碼(^ (16。在該狀態下， 預定時間內，進行擴頻碼C1 C16的供給之后，發送導體選擇電路202將與擴頻碼供給電路 21連接的發送塊125切換為由發送導體Y17 Y32構成的發送塊125，向構成該發送塊125 的各發送導體Y17 Y32同時供給擴頻碼C1 C16。之后，發送導體選擇電路202反復進行 切換發送塊125的動作和同時供給各擴頻碼C1 C16的動作。然后，發送導體選擇電路202 選擇由發送導體Y49 Y64構成的發送塊125，從擴頻碼供給電路21到這些發送導體Y49 Y64的擴頻碼C1 C16的供給結束時，發送導體選擇電路202使選擇的發送塊返回為由發送 導體Y1 Y16構成的發送塊125，從而反復進行上述切換動作和擴頻碼的供給動作。[變形例3] 在上述變形例2中，例示說明了構成由相鄰的16個發送導體￥11 ￥11+15構成的發 送塊125，向該發送塊125供給擴頻碼C1 C16，切換該發送塊125，向構成發送導體組11的 所有的發送導體12供給擴頻碼C1 C16的情況(參照圖27及圖28)，但是發送導體12的 切換不限于對每個發送塊進行切換的情況。參照圖29，對變形例3進行說明。在該變形例3中，發送導體選擇電路向構成發送 導體組11的發送導體12中相鄰的16個發送導體Yn Yn+15供給擴頻碼C1 C16，按時間變 化將由該發送導體選擇電路202選擇的發送導體Yn Υη+15向索引η增加的方向切換一個。 具體來講，首先，發送導體選擇電路202例如選擇發送導體Y1 Y16 (圖29的狀態)。接著， 擴頻碼供給電路21向該發送導體Y1 Y16分別同時供給擴頻碼C1 C16。在該狀態下，預定時間內，進行擴頻碼C1 C16的供給之后，發送導體選擇電路202 將選擇的發送導體12向其索引η增加的方向切換一個。即，發送導體選擇電路202將上一 次選擇的16個發送導體Y1-Y16切換為發送導體Y2 Υ17。然后，擴頻碼供給電路21向該 新選擇的發送導體Y2 Y17分別同時供給擴頻碼C1 C16。之后，發送導體選擇電路202依 次反復進行上述的切換動作，進行擴頻碼C1 C16的供給。其中，變形例2及3說明了發送導體選擇電路202每隔預定時間將與擴頻碼供給 電路21連接的發送導體12向其索引η增加的方向切換的例子，但本發明不限于此。可以 每隔預定時間，將與擴頻碼供給電路21連接的發送導體12，向其索引η減少的方向切換。 并且，可以將發送導體12按照預定的序列隨機選擇。<5.第五實施方式接收導體的選擇方法>在上述第一實施方式中，例示說明了將接收導體組13劃分為檢測塊36，接收導體 選擇電路22每隔預定時間選擇檢測塊36中的一個接收導體14的情況(參照圖6)，但是本 發明不限于此。例如，可以按每個檢測塊36統一進行相關運算，預定時間之后，將檢測塊切 換為其他檢測塊，進行相關運算。[變形例4]參照圖30及圖31詳細說明變形例4。在這里，圖30為該變形例4的接收導體選 擇電路及放大電路的電路結構圖。在該變形例4中，接收導體組13被劃分為由相鄰的16 個接收導體Xm Xm+15構成的多個檢測塊136。具體來講，接收導體組13被劃分為接收導體 X1 X16、X17 X32、X33 X48、. . . X113 X128 這 8 個檢測塊 136。如圖30所示，接收導體選擇電路131通過由16個邏輯開關構成的開關131a構成。 該16個開關各自的輸出端子131c與構成放大電路32的各I/V轉換電路32a連接。開關 131a的各輸入端子131b與對應的接收導體14連接。其中，其他結構與圖1所示的第一實 施方式(參照圖1及圖6)相同，因此對于相同的結構標上相同的標號，省略其詳細的說明。下面，參照圖31詳細說明接收導體選擇電路131的動作。接收導體選擇電路131 選擇預定的檢測塊136，例如最初選擇由接收導體X1 X16構成的檢測塊136 (圖31的狀 態)。然后，相關值計算電路34對從構成該選擇的檢測塊136的所有接收導體X1 X16輸 出的輸出信號進行相關運算，并且將作為該相關運算的結果的相關值存儲到相關值存儲電路34d(參照圖8)。接著，在預定時間之后，接收導體選擇電路131將選擇的檢測塊136切換為由接收 導體X17 X32構成的檢測塊136。然后，相關值計算電路34對從構成新選擇的檢測塊136所 有接收導體X17 X32輸出的輸出信號進行相關運算，將相關值存儲到相關值存儲電路34d。 之后，每隔預定時間反復進行上述的切換動作，當對來自由接收導體X113 X128構成的檢測 塊136的輸出信號完成相關運算和相關值的存儲時，返回到由當初的接收導體X1 X16構 成的檢測塊136，之后進行相同的切換及相關運算。<6.第六實施方式傳感器部的其他結構例>在上述第一實施方式中，如圖2所示，例示說明了第一基板15的一個表面上接收 導體14和發送導體12經由墊片16相對設置的傳感器部100，但是本發明不限于此。例如， 可以將接收導體14及發送導體12形成在1張玻璃基板的兩面。以下，根據圖32說明傳感 器部的其他結構例。[變形例5]圖32為該變形例5的傳感器部500的簡要剖視圖。該傳感器部500具備例如形 成大致平板狀的例如由玻璃構成的基板501 ；在該基板501的一個表面(手指等指示體19 指示的一側的面)上形成的多個接收導體514 ；以及在基板501的另一個表面(圖32的下 側的面)上形成的多個發送導體512。發送導體512通過以覆蓋基板501的一個表面整體的方式形成的第一保護層513 覆蓋其表面。同樣，接收導體514被以覆蓋基板501另一個面整體的方式形成的第二保護 層515覆蓋，該第二保護層515進而被大致平板狀的保護片516覆蓋。該保護片516用于 保護由于指示體19直接與接收導體514接觸而受到損傷等。其中，在該變形例5中，基板501、發送導體512及接收導體514可以由與上述第 一實施方式相同的形成材料形成。即，在該變形例5中，與第一實施方式一樣，基板501除 可以使用具有透過性的周知的玻璃基板之外，還可以使用由合成樹脂形成的薄片狀(薄膜 狀)基材。進而，第一保護層513及第二保護層515例如可以由SiO2膜、合成樹脂膜等形 成，保護片516例如可以使用由合成樹脂等構成的薄片部材。并且，在該變形例5中，例示 了第一保護層513、第二保護層515及保護片516對基板501的兩面以覆蓋各面的整個面的 方式形成的情況，但是本發明不限于此。例如，保護片516只要形成為指示體19不與接收 導體514直接接觸，則能達到其目的，因此可以將其形狀形成為與接收導體514的形狀大致 相同。該變形例5所示的傳感器部500相比上述第一實施方式(參照圖2)的傳感器部 100能夠減少基板的張數，因此能夠使傳感器部的厚度更薄。并且，在該變形例5的傳感器 部500中，能夠減少基板的張數，因此能夠提供更為便宜的傳感器部。[變形例6] 下面，根據圖33說明傳感器部的其他變形例。在該變形例6中，例如，說明了在基 板的一個面上形成發送導體及接收導體的傳感器部的結構例。在這里，圖33(a)表示該變 形例6的傳感器部的簡要剖視圖，圖33(b)表示該變形例6的傳感器部的透視圖。其中，在 該圖33中，省略了保護層及保護片的記載。如圖33 (a)所示，該變形例6的傳感器部600具備基板601 ；在該基板601的一個面上以預定圖形形成且具有導電性的金屬層602 ；在該金屬層602上形成的絕緣層603 ； 多個發送導體612及多個接收導體614。在該變形例6中，具有在基板601 —個面上發送導 體612和接收導體614交叉的結構，在該發送導體612和接收導體614相互交叉的部位，夾 設用于相互電絕緣的絕緣層603。如圖33 (b) 所示，金屬層602為例如在與接收導體614延伸的方向交叉的方向(發 送導體612延伸的方向)延伸形成的大致線狀金屬。絕緣層603覆蓋該金屬層602的一部 分。該金屬層602的延伸方向的兩端設有發送導體612，在該金屬層602的延伸方向的兩端 設置的發送導體612彼此通過該金屬層602電連接。接收導體614形成在絕緣層603上， 與金屬層602及發送導體614被電絕緣。其中，發送導體612及接收導體614的配置可以 相反。并且，在該變形例6中，指示體19為了進行位置指示而接近基板601的一個面上配 置了發送導體612和接收導體614等，但是可以在該基板601的一個面的相對的另一個面 上配置發送導體612和接收導體614等。進而，在該變形例6中，基板601、發送導體612及接收導體614可以由與上述第一 實施方式相同的材料形成。即，與第一實施方式一樣，基板601可以使用具有透過性的周知 的玻璃基板之外，還可以使用由合成樹脂形成的薄片狀(薄膜狀)基材。并且，金屬層602可以由具有高導電率的金屬材料例如Mo(鉬)等形成。金屬層 602和發送導體612的接觸面積微小，所以能使它們的電阻變小，所以優選的是金屬層602 使用具有高導電率的金屬材料。并且，絕緣層603例如可以由抗蝕劑等形成。在該變形例6的傳感器部600中，與上述第一實施方式(圖2)的傳感器部100相 比，能夠減少玻璃基板的張數，因此能夠使傳感器部600的厚度變得更薄。并且，在該變形 例6的傳感器部600中，能夠減少基板的張數，發送導體612及接收導體614實質上能夠用 一層來構成，因此能夠提供更為便宜的傳感器部。進而，該變形例6的傳感器部600中，指示體19為了進行位置指示而接近基板601 的一個面的相對的另一個面上配置發送導體612和接收導體614等的情況下，在指示體與 這些導體之間夾有基板601，因此與變形例5的傳感器部500的情況相比，指示體與各導體 之間的距離變大，來自指示體的噪聲的影響減少。[變形例7]在上述第一 第三實施方式及變形例1 6中，例示說明了發送導體由向預定方 向延伸的直線狀的導體形成的情況，但是在該變形例7中，說明發送導體的形狀的其他結 構例。根據圖34說明該變形例7。在這里，圖34(a)表示該變形例7的傳感器部的發送 導體及接收導體的簡要結構，圖34(b)為發送導體的面導體部的放大圖。在該變形例7中，如圖34(a)所示，接收導體714由具有一定寬度的直線形狀的導 體形成。發送導體712具有線形狀的導體部722和比該導體部722寬度寬的面導體部723 電連接的結構，上述導體部722向與接收導體714延伸的方向正交的方向延伸而形成。通 過至少在接收導體714和導體部722的交叉點夾設絕緣層(未圖示)來相互電絕緣。如圖34(b)所示，面導體部723由形成大致相同形狀的第一及第二面部723b、723c 和對該第一及第二面部723b、723c電連接的大致直線狀的連接部723d構成。第一及第二 面部723b、723c形成具有頂部723a的大致三角形狀，在該頂部723a與導體部722電連接。第一面部723b和第二面部723c在與頂部723a相對的底部723e通過連接部73d電連接。其中，該圖34示出了接收導體714的延伸方向和發送導體712的延伸方向正交的 例子，但是本發明不限于此。兩導體的延伸方向無需正交，發送導體712的延伸方向和接收 導體714的延伸方向交叉以生成用于位置檢測的交叉點即可。如上所述，當形成面導體部723時，如圖34(b)所示，在面導體部723上沿著接收 導體714的 延伸方向形成凹部723f。通過將發送導體712的形狀設為上述形狀，能夠增大交叉點附近的發送導體的面 積。其結果，指示體接近傳感器部700時，從發送導體712發出的電場更多地集中到指示體， 因此能使檢測靈敏度提高。并且，通過重復設置本發明所適用的指示體檢測裝置和采用電磁感應方式(EMR Electro Magnetic Resonance)的指示體檢測裝置，構成對指示體進行檢測的區域共通化 的輸入裝置的情況下，由于從電磁感應方式的位置檢測裝置發生的電場，面導體部723發 生渦電流，該渦電流會給電磁感應方式的位置檢測帶來不好的影響(渦電流損耗)。針對于 此，如該變形例7所示，通過在位于交叉點附近的面導體部723形成凹部723f，即使在重復 設置本發明所適用的指示體檢測裝置和采用電磁感應方式的指示體檢測裝置的情況下，能 夠抑制面導體部723發生渦電流，能夠消除上述問題。其中，該變形例7的結構不限于交叉點靜電耦合方式的指示體檢測裝置的傳感器 部，可以適用具備與交叉點靜電耦合方式相同的導電圖形的投影型靜電耦合方式的指示體 檢測裝置。即，可以適用到具備由在第一方向上配置的多個第一導體和在與第一方向交叉 的方向上配置的多個第二導體構成的導體圖形，根據從配置在各方向上的各導體獲得的檢 測信號確定與配置在各方向上的導體上的指示位置對應的各導體，根據配置的位置確定的 這些導體分別交叉的位置求解指示體的指示位置的投影型靜電耦合方式的指示體檢測裝 置的傳感器部等。并且，該變形例7的發送導體712及接收導體714的結構，還可以使用到第一實施 方式(圖2)、變形例5(圖32)及變形例6(圖33)中說明的傳感器部。進而，在將指示體檢 測裝置和液晶面板等表示裝置一體構成的情況下，抑制了受液晶面板的像素掃描引起的信 號的影響，所以接收導體714優選的是延伸的方向配置在與液晶面板的像素掃描方向交叉 的方向上。[變形例8]發送導體的面導體部的形狀不限于圖34所示的例子。圖35表示面導體部的形狀 的其他結構例(變形例8)。該變形例8的傳感器部800的發送導體812，與變形例7 —樣 由導體部822和面導體部823構成。與變形例7的不同點在于，變形例7所示的面導體部 723的第一及第二面部723b、723c形成大致三角形狀，但該變形例8所示的面導體部823的 第一及第二面部823b、823c形成大致梯形狀。在變形例8中，在相當于變形例7的第一及 第二面部723b、723c的頂部723a的部分即在上底部823a與導體部822電連接。對于其他 部分，與圖34所示的變形例7相同，因此標上與圖34相同的標號，省略詳細的說明。但是， 在圖34和圖35中，標號的開頭第一位即使是相同的部分也設為不同的標號，在圖34的變 形例7中設為7，而在圖35的變形例8中設為8。當比較該變形例8和變形例7時，該變形例8的發送導體812的面導體部823呈沒有頂部823a的(沒有銳角部分)形狀，因此與導體部822相比電流的流路變廣。
其結果，面導體部823和線形狀的導體部822的連接部分很難產生電流的集中，電 流將擴展。即，在面導體部823的兩端的上底部823a-823a之間電流擴展流動，因此該上底 部823a-823a之間的電阻值不會上升。通過具備這種結構，能夠與變形例7相比，寬大地確 保面導體部823和導體部822之間的電流的流路。其結果，與變形例7相比，能夠使導電特 性進一步提高。其中，該上底部823a的形狀，優選的是不存在銳角部分，除上述的形狀之 夕卜，可以形成例如曲面狀。并且，該變形例8的傳感器部800的發送導體812，如圖35所示， 圖示了在面導體部823形成兩個凹部823f的情況，但是不限于形成兩個該凹部823f，例如 可以只形成一個，或形成三個以上。其中，該變形例8的結構不限于交叉點靜電耦合方式的指示體檢測裝置的傳感器 部，還能適用到投影型靜電耦合方式的指示體檢測裝置的傳感器部等。并且，在該變形例8 中，說明了僅發送導體由線形狀的導體部和在中央部具備凹部的面導體部構成的例子，但 是接收導體也可以是與發送導體相同的結構。 并且，該變形例8的發送導體812及接收導體814的結構，還可以適用到第一實施 方式(圖2)、變形例5(圖32)及變形例6(圖33)中說明的傳感器部。進而，在指示體檢測 裝置與液晶面板等表示裝置一體構成的情況下，抑制了受液晶面板的像素掃描引起的信號 的影響，如上所述，優選的是將接收導體714配置在與液晶面板的掃描方向交叉的方向上。[變形例9]在采用交叉點靜電耦合方式的指示體檢測裝置中，通常，從操作指示體的一面側 即從上方看傳感器部時，有多個接收導體及發送導體交叉而存在導體圖形的區域和不存在 導體圖形的區域。各導體由ITO膜等透明電極膜形成，但是導體圖形存在的區域的透過率 比導體圖形不存在的區域下降。其結果，在傳感器部上產生透過率的不均。利用者有時會 感到該透過率的不均。因此，在變形例9中，說明消除這種傳感器部上的透過率的不均的結 構。圖36表示該變形例9的傳感器部的簡要結構。其中，在這里說明了適用到變形例 5(圖32)的傳感器部500的例子。在該變形例9的傳感器部510中，發送導體512及接收 導體514不存在的區域，設有例如由與導體相同材料構成的第一透明電極膜517及第二透 明電極膜518。除此之外的結構，構成與變形例5(圖32)的傳感器部500相同的結構，因此 相同的結構標上相同的標號，省略其說明。圖37 (a)表示在傳感器部510的基板的一個面(下表面)形成的發送導體512及 第一透明電極膜517的結構。在該變形例9中，在與發送導體512相同的面且相互靠近配 置的兩個發送導體512之間配置有矩形狀的第一透明電極膜517。該第一透明電極膜517 為了不與發送導體512接觸具有比發送導體512之間的尺寸稍小的尺寸，與發送導體512 經由一些空隙分離。另一方面，第一透明電極膜517在發送導體512的延伸方向上的尺寸， 設定為如下的位置關系，即比相互靠近配置的接收導體514之間的尺寸加上一個接收導體 514的導體寬度的尺寸而得到的值稍小，在相互靠近配置的兩個接收導體514之間，延伸至 各接收導體514的導體寬度的大致1/2位置。并且，圖37(b)表示在傳感器部510的基板的另一面(上表面)上形成的接收導 體514及第二透明電極膜518的結構。在該變形例9中，第二透明電極膜518被配置在配置有接收導體514的同一個面上，其尺寸能適用與規定第一透明電極膜517的尺寸的情況 相同的方法。即，第二透明電極膜518為了不與接收導體514接觸，具有比接收導體514之 間的尺寸稍小的尺寸，與接收導體514經由一些空隙分離。另一方面，第二透明電極膜518 在接收導體514的長度方向上的尺寸部分覆蓋相互靠近配置的發送導體512。對于第一透 明電極膜517及第二透明電極膜518的尺寸及配置，例如從操作指示體的面側(上方側)看 傳感器部510時，發送導體512、接收導體514、第一透明電極膜517及第二透明電極膜518 的重疊關系能夠維持電絕緣且均勻，由此能夠對整個傳感器部510保持抑制了透過率不均 的均勻的光學特性。 將傳感器部510的基板的各面上形成的導體及透明電極膜分別如圖37(a)及(b) 那樣配置時，從上方看傳感器部510時，如圖36所示，導體圖形存在的區域，也會形成由與 導體相同的材料構成的第一透明電極膜517及第二透明電極膜518。其結果，抑制了傳感器 部510上的透過率的不均。其中，用于抑制透過率不均的第一透明電極膜517及第二透明電極膜518的形狀 不限于矩形。從上方看傳感器部510時，只要由發送導體512及接收導體514構成的導體 圖形和第一透明電極膜517及第二透明電極膜518的重疊關系在光學上均勻即可，第一透 明電極膜517及第二透明電極膜518的形狀根據由發送導體512及接收導體514構成的導 體圖形的形狀適當決定。例如，在該變形例9中，例示說明了將矩形狀的多個透明電極膜沿 著發送導體512或接收導體514延伸的方向隔著預定間隔配置的情況，但是可以將該多個 透明電極膜用1張電極膜來形成。并且，該變形例9的結構還可以適用到第一實施方式(圖2)及變形例6 8(圖 33 35)中說明的傳感器部。進而，例如還可以另行準備用于防止透過率不均的透明電極 膜形成在預定區域上的基板，并將該基板增設到傳感器部上。并且，如上所述，還可以采用 薄膜狀的基材。[變形例10]在上述第一 第三實施方式種，例示說明了發送導體及接收導體均形成為線形狀 的情況，但是本發明不限于此。例如，可以將發送導體及接收導體的至少一方由曲線狀或同 心圓狀的導體構成。以下，參照圖38說明將多個發送導體分別形成直徑不同的圓形狀，并將這些以同 心圓狀配置的情況。該圖38為表示變形例10的傳感器部400的發送導體組411和接收導 體組413的配置圖形的圖。在該變形例10中，發送導體組411將直徑不同的多個發送導體 412配置成同心圓狀而構成。配置成同心圓狀的各發送導體412，例如在半徑方向上相鄰的 發送導體412之間的間隔等間隔配置。另一方面，接收導體組413例如由從發送導體組411的中心以放射狀延伸的直線 形狀的多個接收導體414構成。多個接收導體414在周方向上等間隔配置。通過如此構成， 使發送導體412的周方向和接收導體414的延伸方向交叉，形成交叉點。圖38所示的傳感器部400適用于例如傳感器部400的位置檢測區域為圓形狀的 情況。其中，在該變形例10中，例示說明了構成發送導體組411的多個發送導體412在半 徑方向等間隔配置的情況，但是本發明不限于此，發送導體412之間的間隔可以設定為適 當的所希望的間隔。同樣，在該變形例10中，例示說明了將構成接收導體組413的多個接收導體414在發送導體412的周方向上等間隔配置的情況，但是接收導體414之間的間隔 也可以設定為適當的所希望的間隔。
并且，在上述變形例10中，例示說明了發送導體412形成大致圓形，且接收導體 414形成大致直線狀的情況，但是本發明不限于此。例如，可以將發送導體412及接收導體 414的至少一方在其延伸方向上成波紋形狀。<7.第七實施方式放大電路的其他結構例>在上述第一 第三實施方式中，例示說明了放大電路32(參照圖1)所使用的放大 器上使用單輸入單輸出的放大器的情況，但是本發明不限于此。例如，可以替代放大器使用 差動放大器。以下，參照圖39 圖55，對放大電路使用雙輸入單輸出或四輸入單輸出的差 動放大器的情況(變形例11 18)進行說明。其中，該放大電路使用差動放大電路時的接 收導體組13由129個接收導體14構成。這些以外的結構，與第一實施方式(圖1)相同， 因此對于相同的結構使用與圖1相同的標號，省略其詳細的說明。[變形例11]參照圖39說明變形例11的結構。該圖39為放大電路使用雙輸入單輸出的差動 放大器時的接收部的簡要結構圖。首先，接收導體組13被劃分為16個檢測塊236。該檢測塊236由相鄰(索引m連 續)的9個接收導體Xm Xm+8構成。在構成各檢測塊236的接收導體Xm Xm+8中索引m最 大的接收導體Xm+8與相鄰的其他檢測塊236共用。具體來講，在該變形例11中，接收導體 組13被劃分為檢測塊(X1 X9I、(X9 X17I.....(X113 X121I及(X121 X129I。接收導體選擇電路231由個數與檢測塊236相同的一對開關231a、231b構成。該 一對開關231a、231b具備該兩開關231a、231b公用的9個輸入端子231c。該輸入端子231c 與分別對應的接收導體Xm連接。一對開關231a、231b的各輸出端子231d、231e分別與后述 的I/V轉換電路232a的輸入端子連接。該一對開關231a、231b以預定的時間間隔依次切換 與I/V轉換電路232a連接的接收導體14。具體來講，最初開關231a與接收導體X1連接， 開關231b與接收導體X2連接時(圖39所示的狀態)，在下一預定時間間隔后，開關231a 被切換而與接收導體X2連接、開關231b被切換而與接收導體X3連接。之后，以預定的時間 間隔，依次切換與I/V轉換電路232a連接的接收導體Xm，開關231a與接收導體X8連接且開 關231b與接收導體X9連接之后，開關231a再次被切換而與接收導體X1連接，而開關231b 被切換而與接收導體X2連接。如圖39所示，接收部310由接收導體選擇電路231、放大電路232、A/D轉換電路 33、相關值計算電路34和位置計算電路35構成。放大電路232由I/V轉換電路232a、差動放大器250、切換開關232d構成。I/V轉 換電路232a的個數與開關231a、231b的總數相同，即設有32個，其輸入端子231c分別與 對應的各接收導體14連接，一對開關231a、231b的各輸出端子231d、231e分別與對應的I/ V轉換電路232a連接。在一對開關231a、231b中，與開關231a連接的I/V轉換電路232a 的輸出端子與差動放大器250的極性為“_”的輸入端子連接，與開關231b連接的I/V轉換 電路232a的輸出端子，與差動放大器250的極性為“ + ”的輸入端子連接。差動放大器250為雙輸入單輸出的差動放大器。該差動放大器250對來自與兩輸 入端子連接的Ι/ν轉換電路232a的輸出信號進行差動放大并輸出。從該差動放大器250輸出的輸出信號在未圖示的放大器中放大為預定的信號電平之后，經由切換開關232d向A/D 轉換電路33輸出。通過如上所述地構成，與來自各接收導體14的輸出信號重疊的噪聲在放大電路 232的差動放大器250中通過差動放大而被除去，因此能夠使指示體檢測裝置的耐噪聲性提尚。
[變形例I2]在上述變形例11中，例示說明了與差動放大器250的各輸入端子經由I/V轉換電 路232a連接的接收導體14的個數為一個的情況，但是與差動放大器的各輸入端子連接的 接收導體14的個數可以為多個。圖40表示其一個例子。圖40為該變形例12的放大電路的簡要結構。該圖40中沒有進行特別的圖示，但 變形例11的接收導體選擇電路231將選擇兩個接收導體14的一對開關231a、231b設置多 個而構成(參照圖39)，但是在該變形例12中，代替該一對開關231a、231b設置5個開關， 通過該5個開關適當地使相鄰的5個接收導體Xm_2 Xm+2分別與差動放大器350的輸入端 子連接。接收導體選擇電路231 (參照圖39)例如在相鄰的任意5個接收導體Xm_2 Xm+2中 將位于兩側的4個接收導體Xm_2、Xnri及Xm+1、Xm+2與差動放大器350的任意一個輸入端子連 接。其中，在該變形例12中，來自被接收導體選擇電路231選擇的接收導體Xm_2 Xm+2的輸 出信號在ΙΛ轉換電路232a中轉換為電壓信號供給到差動放大器350的各輸入端子，但是 結構與圖39所示的變形例11相同，因此為了避免附圖的繁雜，在圖40中省略接收導體選 擇電路231及I/V轉換電路232a的記載。具體來講，在被該接收導體選擇電路231選擇的5個接收導體Xm_2 Xm+2中，接收 導體Xm-2及Xnri與差動放大器350的極性為“_”的輸入端子連接，接收導體Xm+2及Xm+1與差 動放大器350的極性為“ + ”的輸入端子連接。位于中央的接收導體Xm被接地。其中，該位 于中央的接收導體Xm可以與在差動放大器350的內部被設定為預定基準電壓電平(例如 基準電平或供給電壓電平Vcc)的輸入端子連接。如此構成時，來自多個接收導體Xm_2 Xm+2的輸出信號同時輸入到差動放大器 350。其結果，由于從差動放大器350輸出的差動信號增加，所以能使檢測靈敏度提高。并 且，同時與差動放大器350連接的接收導體14的個數增加，因此還能擴大指示體的檢測區 域。進而，在該變形例12中，放大電路232(參照圖39)使用了差動放大器350，因此與變形 例11 一樣，能使耐噪聲性提高。其中，在該變形例12中，將位于中央的接收導體Xm接地或設定為預定的基準電壓 電平的原因如下。如在上述第一實施方式中的說明，在交叉點靜電耦合方式的指示體檢測 裝置中，檢測經由指示體19電流分流到地面而產生的交叉點的電流變化(參照圖13)。但 是，指示體19若接地不充分，則交叉點的電流的分流變得不充分。該情況下，交叉點的電流 變化變小，導致檢測靈敏度下降。針對于此，如該變形例12，在與差動放大器350連接的多個接收導體Xm_2 Xm+2中， 將位于中央的接收導體XmW電壓電平接地或成為基準電壓電平(例如電源電壓電平或接 地電壓電平)時，即使在指示體19沒有充分接地的情況下，也由于指示體19接觸接收導體 Xm，所以能使電流的一部分經由指示體及接收導體Xm分流。其結果，能夠抑制上述的靈敏度的下降。在變形例11及12中，例示說明了放大電路使用差動放大器來使檢測靈敏度提高 的情況，但是可以通過將擴頻碼供給給多個發送導體來進一步使檢測靈敏度提高。[變形例I3]參照圖41說明變形例13。在該變形例13中，如圖41 (a)所示，表示向相鄰的兩個 發送導體供給同一擴頻碼的例子。其中，除圖41所示以外的結構，由于與變形例11(參照 圖1、圖39等)構成相同的結構，因此對于相同的結構省略其說明及圖示。如圖41所示，在構成擴頻碼供給電路21的多個擴頻碼生成電路24中生成的16 種擴頻碼C1 C16分別供給到相鄰的兩個發送導體12。具體來講，擴頻碼C1供給到發送導 體Y1及Y2,擴頻碼C2供給到發送導體Y5及Y6...擴頻碼C15供給到發送導體Y57及Y58，擴頻 碼C16供給到發送導體Y61及Y62。雖然沒有特別的圖示，但是發送導體選擇電路22將與擴 頻碼生成電路24連接的發送導體12按時間變換進行切換，由此擴頻碼C1 C16供給到構 成發送導體組11的所有的發送導體12。在這里，例如關注未圖示的任意一個接收導體14時，同一擴頻碼在供給到多個發 送導體時，當該接收導體14與第一實施方式的接收導體14相比被供給2倍的擴頻碼，所以 來自該任意一個接收導體14的輸出信號也變成2倍。因此，能夠使檢測靈敏度提高。進而， 若將同 一擴頻碼同時供給到3個以上的發送導體12時，能夠使任意一個接收導體14的檢 測靈敏度與同時供給同一擴頻碼相應地提高。[變形例14]如上述變形例13所示(參照圖41)向相鄰的多個發送導體12供給同一擴頻碼的 情況下，優選的是，對來自個數與供給有同一擴頻碼的發送導體12的個數相同的接收導體 14的輸出信號進行放大。參照圖42說明變形例14的簡要結構。該圖42為將同一擴頻嗎Ck供給到相鄰的 兩個發送導體Υη、Υη+1的情況的放大電路的簡要結構圖。其中，圖42所示以外的結構與上 述變形例11相同，因此了為避免附圖的繁雜，省略其記載及結構。如上述變形例13那樣在向相鄰的兩個發送導體YnlYn+1供給同一擴頻碼Ck的情 況下，接收部310的放大電路232使用個數與供給有同一擴頻碼Ck的發送導體12的個數 相同且具有同一極性的輸入端子的放大器例如具備兩個“ + ”端子的雙輸入單輸出的放大器 360。接收部310的放大器360的兩個輸入端子與相鄰的兩個接收導體Xm、Xm+1連接。向如上所述的相鄰的兩個發送導體Yn、Yn+1供給同一擴頻碼Ck，并且對來自相鄰的 兩個接收導體xm、xm+1的輸出信號進行放大的情況下，不僅能使從放大電路360輸出的輸出 信號的信號電平增加，還能使指示體的檢測范圍擴大。其結果，能夠縮短傳感器部100(參 照圖1)整體的檢測所需的時間，因此該實施方式適用于位置檢測區域大的傳感器部的情 況。其中，在該變形例14中，對同時與放大器360連接的接收導體14的個數設為兩個的情 況進行了說明，但是本發明不限于此。例如，可以連接3個以上的接收導體14。該情況能進 一步縮短傳感器部100整體的檢測所需的時間，并且使從放大電路輸出的輸出信號的信號 電平增加。如上所述，供給有同一擴頻碼Ck的發送導體12的個數與同時被選擇的接收導體 14的個數相同時，能夠獲得如下優點。以下，比較圖42及圖43進行說明。在這里，圖43為表示將同一擴頻碼Ck供給到兩個發送導體Yn+1，并對來自任意一個接收導體Xm的輸出 信號進行放大時的最小檢測區域Smin的概念圖。 供給了同一擴頻碼Ck的發送導體12的個數與在接收導體選擇電路同時選擇的接 收導體14的個數即與放大器361連接的接收導體14的個數不同的情況下，如圖43所示， 傳感器部上的最小檢測區域Smin’構成長方形狀，靈敏度分布產生各向異性。在該情況下， 例如，檔檢測與傳感器部相對的面(以下簡稱為相對面)為圓形狀的指示體時，存在該指示 體的相對面以不是圓形狀而是歪斜成橢圓形狀等而檢測的情況。針對于此，如該變形例14 那樣，供給了同一擴頻碼Ck的發送導體12的個數與被放大器361連接的接收導體14的個 數相同的情況下，如圖42所示，傳感器部上的最小檢測區域Smin成為正方形狀，獲得各向同 性的靈敏度分布。在該情況下，即使相對面為圓形狀的指示體配置在傳感器部上，也能夠將 該指示體的相對面以圓形狀檢測。其中，在該變形例14中，例示說明了供給有同一擴頻碼Ck的發送導體12的個數 及與放大器360連接的接收導體14的個數分別設為兩個的情況，但是本發明不限于此。還 可以將供給有同一擴頻碼Ck的發送導體12的個數及與放大器360連接的接收導體12的 個數設為3個以上。下面，參照圖44及圖45對上述變形例14的供給有同一擴頻碼的兩個發送導體的 切換進行說明。其中，在以下的說明中，適當參照圖1進行說明。圖44表示同時供給有擴頻碼Ck的兩個發送導體的切換的一個例子。該圖44 (a)及 (b)所示的切換例首先在某時刻將擴頻碼Ck供給到發送導體Yn及Yn+1 (圖44 (a)的狀態)。 然后，在經過預定時間之后，擴頻碼Ck被供給到Yn+2及Yn+3 (圖44(b)的狀態)。以后，雖然 沒有特別的圖示，但是依次將供給有擴頻碼Ck的發送導體12切換為發送導體Υη+4及Υη+5、 發送導體Υη+6及Υη+7、...，當供給到預定的導體時，返回到最初的發送導體Yn及Υη+1，之后反 復進行上述切換。下面，參照圖45說明將發送導體12每次切換一個的例子。具體來講，如圖 45(a) (c)所示，首先在某時刻將擴頻碼Ck供給到發送導體Υη&Υη+1(圖45(a)的狀態)。 然后，在經過預定時間之后，擴頻碼Ck被供給到Υη+1及Υη+2 (圖45(b)的狀態)。再經過預 定時間之后，擴頻碼(；被供給到￥11+2及￥11+3(圖45((3)的狀態)。之后，雖然沒有特別的圖 示，但是將依次供給有擴頻碼Ck的發送導體12切換為發送導體Υη+3及Υη+4、發送導體Υη+4及 Υη+5、...，當擴頻碼Ck供給到預定的導體時，返回最初的發送導體Υη&Υη+1，之后反復進行上 述切換。即，在圖45(a) (c)所示的切換例中，每隔預定時間，供給有同一擴頻碼Ck的發 送導體12以預定的個數(該例中為兩個)單位進行選擇。在由最近的選擇動作選擇的多 個發送導體12中，其一部分(圖45所示的例子中為一個)發送導體12在下一選擇動作中 也被選擇為多個發送導體12。[變形例I5]在上述變形例13及14中例示說明了向相鄰的兩個發送導體供給同一擴頻碼，并 將相鄰的兩個接收導體的輸出信號用一個放大器進行放大的情況，但是本發明不限于此。 例如，發送部可以向以預定的個數間隔配置的多個發送導體供給同一擴頻碼，接收部也一 樣從以預定的個數間隔配置的多個接收導體輸出的輸出信號用放大器進行放大。圖46表 示其一個例子(變形例15)。
在該變形例15中，替代設在圖39所示放大電路232上的差動放大器250，接收部 310的放大電路232使用個數與供給有同一擴頻碼Ck的發送導體12的個數相同且具有同 一極性的輸入端子的放大器，例如使用具備兩個“ + ”端子的雙輸入單輸出的放大器361。其 中，其他結構與上述變形例14相同，因此適當參照圖1及圖39進行說明，同時對于相同的 結構省略其說明。
圖46表示接地的發送導體位于供給有同一擴頻碼Ck的兩個發送導體之間，接收 部用一個放大器對來自兩個接收導體的輸出信號進行放大，接地的接收導體位于該兩個接 收導體之間的情況的結構。具體來講，如圖46所示，發送導體選擇電路22 (參照圖1)選擇 任意的兩個發送導體Yn+1&Yn+3。然后，發送部200的擴頻碼生成電路21向該被選擇的兩 個發送導體Υη+1、Υη+3供給同一擴頻碼Ck。同時，發送導體選擇電路22將除供給有該擴頻碼 Ck的兩個發送導體Yn+1及Υη+3以外的發送導體12即發送導體Υη、Υη+2及其剩余的發送導體 12接地。同樣，接收部310的接收導體選擇電路231 (參照圖39)將兩個接收導體Xm、Xm+2與 一個放大器361的輸入端子連接，放大器361對來自該被連接的兩個接收導體Xm、Xm+2的輸 出信號進行放大。同時，除與該放大器361連接的接收導體Xm、Xm+2以外的接收導體，具體來 講接收導體Xm+1、Xm+3及剩余的接收導體14接地。其中，通過上述發送導體選擇電路22及接 收導體選擇電路231分別對發送導體12及接收導體14的切換與上述變形例14(圖44及 圖45)所示的切換相同。如上所述，在變形例15中與變形例13 —樣向多個發送導體12供給同一擴頻碼， 將來自多個接收導體14的輸出信號在放大器361中進行加法運算，因此能夠擴大檢測范圍 且使檢測的信號電平增加，并且能使檢測靈敏度提高。并且，在該變形例15中，由于能夠擴 大最小檢測范圍Smin，因此尤其適用于傳感器部上的位置檢測區域大的情況。進而，在該變形例15中，與上述的變形例13 —樣，供給有同一擴頻碼的發送導體 的個數和同時被選擇的接收導體的個數相同，所以能將傳感器部上的最小檢測區域Smin設 為正方形狀。其結果，與變形例13—樣，在傳感器部上的最小檢測區域能夠獲得各向同性 的靈敏度分布。在該情況下，例如即使相對面為圓形狀的指示體配置在傳感器部上，也能以 圓形狀檢測該指示體的相對面。[變形例I6]供給到發送導體組11的擴頻碼Ck引起的電流與將指示體19置于交叉點時經由該 指示體19流動到地面的電流而產生的輸出信號的變化量相比非常大。如上述變形例11 15所示，使輸出信號的信號電平增加時，雖然檢測靈敏度提高，但是導致檢測輸出信號的變 化量的精度下降。為了維持該檢測精度，有必要使接收部300的A/D轉換電路33的分辨力 提高(參照圖1)。但是，當使該A/D轉換電路33的分辨力提高時，產生A/D轉換電路33的規模變大， 設計變得困難這樣的新問題。尤其，將同一擴頻碼供給到多個發送導體12的情況下，該問 題尤為明顯。因此，參照圖47 圖49說明用于解決上述課題的實施方式的變形例16。在這里， 圖47為該變形例16的簡要結構圖及從差動放大器輸出的輸出信號的波形圖，圖48為表示 該變形例16的發送導體選擇電路的內部結構的一個例子的圖，圖49表示該變形例16的接收導體選擇電路的結構圖。其中，在該變形例16的說明中，例示說明將指示體19置于發送 導體Yn+2和接收導體Xm+1的交叉點上(該圖的實線表示的指示體19)的情況下的輸出信號 的變化。首先，參照圖47(a)說明該變形例16的簡要結構。在這里，變形例11和該變形例 16的不同點在于，在供給擴頻碼Ck的擴頻碼供給電路21和將擴頻碼Ck選擇性地供給到發 送導體組11的發送導體選擇電路382之間設有兩個代碼反轉器381及放大電路使用四輸 入單輸出的差動放大器386，對來自4個接收導體14的輸出信號進行差動放大。其他結構 與變形例11 (參照圖1及圖39)相同，因此相同的結構標上相同的標號，省略其說明。其中， 在以下的說明中，將反轉擴頻碼Ck的代碼記為反轉代碼[Ck(反轉)]。兩個代碼反轉器381對從擴頻碼供給電路21供給的擴頻碼Ck進行代碼反轉并輸 出。從擴頻碼供給電路21供給的擴頻碼Ck和從代碼反轉器381輸出的反轉代碼[Ck(反 轉)]通過發送導體選擇電路382供給到相鄰的4個發送導體Yn Yn+4。具體來講，從擴 頻碼生成電路21供給的擴頻碼Ck經由發送導體選擇電路382供給到兩個發送導體Υη+2及 Υη+3，并且在代碼反轉器381中代碼反轉為反轉代碼[Ck(反轉)]后，經由發送導體選擇電 路382供給到發送導體￥ 及￥11+1。其中，在以下的說明中，在該圖47所示的擴頻碼的供給 方式(以下稱為供給圖形)中，將供給有擴頻碼Ck的發送導體記為“ + ”，將供給有反轉代碼 [Ck(反轉)]的發送導體記為“_”。即，將該圖47所示的信號的供給圖形標記為“一++”。

下面，參照圖48詳細說明發送導體選擇電路382。發送導體組11被劃分為將相鄰的7個發送導體Yn Υη+6作為一組的16個發送塊 383。發送導體選擇電路382例如為周知的邏輯電路，由個數與各發送塊383相同(16個) 的開關組382a構成。各發送塊383在構成該發送塊383的7個發送導體Yn Yn+6中將索 引η最大的3個發送導體12與相鄰的其他發送塊公用。具體來講，如該圖48所示，在構成 各發送塊383的發送導體Yn Υη+6中，將索引η最大的3個發送導體Υη+4 Υη+6與相鄰的 發送塊公用。各開關組382&由4個開關382&1、382 、382 及38234構成。各開關組382a的 輸出側的7個端子382b與分別對應的發送導體Yn Yn+6連接。在4個開關382ai、382a2、 382as及382a4中，開關382 及382a2的輸入端子382c經由代碼反轉器381，與擴頻碼供 給電路21的各擴頻碼生成電路24(參照圖1及圖4)連接，開關382 及382 的輸入端子 382c與擴頻碼供給電路21的各擴頻碼生成電路24連接。如該圖48所示，例如供給有擴頻碼Ck及該擴頻碼Ck的反轉代碼[Ck(反轉)]的 開關組382a將擴頻碼Ck供給給發送導體Yn+2及Υη+3，并且將反轉代碼[Ck (反轉)]供給給 發送導體￥ 及￥11+1。將該擴頻碼Ck及反轉代碼[Ck(反轉)]供給預定時間之后，切換與擴 頻碼供給電路21連接的發送導體12，將擴頻碼Ck供給給發送導體Υη+3及Υη+4，并且將反轉 代碼[Ck(反轉)]供給給發送導體Υη+1&Υη+2。之后，按時間變化切換與擴頻碼供給電路21 連接的發送導體，將擴頻碼Ck供給給發送導體Υη+5及Υη+6，將反轉代碼[Ck (反轉)]供給給 Υη+3及Υη+4之后，再次將擴頻碼Ck供給給發送導體Υη+2及Υη+3，并且將反轉代碼[Ck (反轉)] 供給給發送導體Υη+1，之后反復進行上述動作。如上所述，將從擴頻碼供給電路21供給 的擴頻碼Ck及其反轉代碼[Ck(反轉)]供給給構成發送導體組11的所有的發送導體12。下面，參照圖47(a)及圖49，詳細說明變形例16的接收導體選擇電路384。
如圖49所示，接收導體選擇電路384例如具備由4個開關構成的開關組384a。該 開關組384a的輸入端子384b與分別對應的接收導體14連接。并且，開關組384a的各開 關的輸出端子384c與放大電路385的對應的一個I/V轉換電路385a的輸入端子連接。進 而，開關組384a以預定的時間間隔切換與I/V轉換電路385a連接的接收導體14。來自各 接收導體14的輸出信號在I/V轉換電路385a中轉換為電壓信號，輸入到后述的差動放大 器386。其中，在圖49中，為了避免附圖的繁雜，省略記載多個I/V轉換電路385a及開關組 384a。 放大電路385由4個I/V轉換電路385a和差動放大器386構成。如圖49所示， I/V轉換電路385a的輸入端子與構成開關組384a的各開關的輸出端子384c連接，其輸出 端子與后述的差動放大器386的各輸入端子連接。差動放大器386為四輸入單輸出的差動放大器。該差動放大器386設在I/V轉換 電路385a和A/D轉換電路33 (參照圖1)之間，在該4個輸入端子中，左側兩個輸入端子的 極性為“ + ”，右側兩個輸入端子的極性為“_”。即，在由接收導體選擇電路384選擇的4個 接收導體Xm Xm+3中，將連接有索引m小的兩個接收導體Xm及Xm+1的輸入端子的極性設為 “ + ”，將連接有索引m大的兩個接收導體Xm+2及Xm+3的輸入端子的極性設為“_”。然后，差動 放大器386對在I/V轉換電路385a中轉換為電壓信號的輸出信號進行差動放大并輸出。接收導體選擇電路384進行與變形例4(參照圖31)相同的選擇切換。具體來講， 首先，該接收導體選擇電路384的開關組384a從最小索引的接收導體X1 X4依次連接接 收導體Xm Xm+3和差動放大器386的“ + ”端子及“-”端子(圖49的狀態)。S卩，將差動放 大器386的兩個“ + ”端子分別和接收導體X1及X2連接，將兩個“_”端子分別和接收導體X3 及X4連接。接著，當經過預定時間時，接收導體選擇電路384的開關組384a將與放大電路 386連接的接收導體14與索引m增加的方向的接收導體連接，即連接接收導體X2及X3和 差動放大器386的“ + ”端子，并且連接接收導體X4及X5和差動放大器386的“-”端子。然 后，在該切換后，從與開關組382a連接的接收導體X2 X5獲得新的輸出信號。之后，接收 導體選擇電路384的開關組384a按照預定時間間隔依次切換與差動放大器386連接的接 收導體14，將最后連接的4個接收導體即接收導體X128 X131與差動放大器386連接后，再 次返回最初的狀態即該圖49所示的狀態，之后反復進行上述動作。差動放大器386每進行一次上述切換，就對輸入的來自接收導體14的輸出信號進 行差動放大，從而輸出到后級的A/D轉換電路33 (參照圖1)。之后，在A/D轉換電路33中 被數字轉換的輸出信號在相關值計算電路34中進行相關運算，將作為該相關運算的結果 的相關值存儲到相關值存儲電路34d(參照圖8)。其中，在以下的說明中，在該圖49所示的 差增放大電路386的接收方式(以下稱為接收圖形)下，將與差動放大電路的“ + ”端子連 接的接收導體記為“ + ”，將與“_”端子連接的接收導體記為“_”。即，將該圖49所示的信號 的接收圖形記為“++-”。下面，參照圖47(b)對如上述將與差動放大器386的4個輸入端子連接的接收導 體進行切換時的輸出信號的位移進行說明。在這里，用該圖47(b)中的虛線表示的曲線380 為將與差動放大器386的4個輸入端子連接的接收導體從索引m最小的接收導體依次切換 時從差動放大器386輸出的輸出信號的波形，曲線380X為對來自差動放大器386的輸出信 號進行積分后的波形。其中，以下，為便于說明，將差動放大器386的4個輸入端子從與接收導體的索引m大的一側連接的輸入端子起依次稱為輸入端子386a 386d。 如上所述，接收導體選擇電路384切換與差動放大器386的輸入端子386a 386d 連接的接收導體14時，首先，與差動放大器386的輸入端子386a 386d連接的接收導體14 位于完全不受指示體19的影響的位置時，來自差動放大器386的輸出信號成為0 (圖47 (b) 的 380a)。接著，由于從與差動放大器386的輸入端子386a連接的接收導體14接近指示體 19，因此輸入到差動放大器386的“_”端子的信號漸漸減少。其結果，來自差動放大器386 的輸出信號向“ + ”側偏移(圖47(b)的380b)。其后，接收導體選擇電路384切換與差動放 大器386連接的接收導體14時，由于與差動放大器386的輸入端子386a及386b連接的接 收導體接近指示體19，因此來自差動放大器386的輸出信號進一步向“ + ”側偏移。來自該 差動放大器386的輸出信號的信號電平在指示體19所處的位置位于與差動放大器386的 輸入端子386c及386d連接的接收導體之間時變為最大(圖47(b)的380c)。接著，接收導體選擇電路384切換與差動放大器386的輸入端子386a 386d連 接的接收導體14時，與差動放大器386的輸入端子386a及386b連接的接收導體14漸漸 遠離指示體19，相反與差動放大器386的輸入端子386c連接的接收導體逐步接近指示體 19，因此輸入到差動放大器386的“ + ”端子的信號漸漸減少，并且輸入到“_”端子的信號漸 漸增加。其結果，來自差動放大器386的輸出信號向“-”側偏移(圖47(b)的380d)。差動放大器386的輸出信號在指示體19位于與輸入端子386c連接的接收導體和 與輸入端子386d連接的接收導體之間時，輸入到差動放大器386的“ + ”端子的信號最小。 其結果，來自差動放大器386的輸出信號最小(圖47(b)的380e)。進一步，接收導體選擇電路384進行與差動放大器386的輸入端子386a 386d 連接的接收導體14的切換時，與差動放大器386的輸入端子386a 386d連接的接收導體 14均遠離指示體19，因此輸入到差動放大器386的“ + ”端子的信號漸漸增加，來自差動放大 器386的輸出信號也漸漸增加(圖47 (b)的380f)，與差動放大器386的輸入端子386a 386d連接的接收導體14被切換到處于不受指示體19的影響的位置的接收導體時，來自差 動放大器386的輸出信號成為0 (圖47 (b)的380g)。若對以上的來自差動放大器386的輸出信號的電平位移進行圖示，則成為圖 47(b)中的虛線所示的曲線380。當對來自該差動放大器386的輸出信號進行積分時，得到 該圖47(b)的實線所示的曲線380X。通過對該曲線380X的凹陷部分的重心進行運算，檢測 出指示體19的位置。其中，來自該圖47(b)所示差動放大器386的輸出信號及對該輸出信號進行積分 的值為指示體19置于供給有擴頻碼Ck的發送導體12和接收導體14的交叉點時的輸出特 性，該指示體19置于供給有反轉代碼[Ck(反轉)]的發送導體12和接收導體14的交叉點 上時(例如，圖47(a)中用虛線表示的指示體19所處的發送導體Yn和接收導體Xm+1的交叉 點)，來自差動放大器386的輸出信號成為與上述的輸出特性相反的特性。使用該變形例16所示的結構例的情況下，無需加大電路規模地維持檢測精度，并 且能使從差動放大器386輸出的差動信號增加，且同時檢測的范圍也變寬，因此還能使檢 測靈敏度提高。并且，在該變形例16中，將擴頻碼Ck和其反轉代碼[Ck(反轉)]供給到發 送導體12，因此在指示體19不存在的狀況下，該擴頻碼Ck和反轉代碼[Ck(反轉)]相抵，因此能抑制差動放大器386的輸出信號及A/D轉換電路的輸入信號的動態范圍，并且，還能 消除噪聲，因此能使耐噪聲性提高。并且，該變形例16與變形例14 一樣將供給有同一擴頻碼Ck的發送導體12及供 給有該擴頻碼Ck進行代碼反轉的反轉代碼[Ck(反轉)]的發送導體12的總數，和與差動放 大器386連接的接收導體14的個數設為相同。其結果，在該變形例16的結構中，傳感器部 上的最小檢測區域Smin也成為正方形狀。其結果，與變形例14 一樣在傳感器部上的最小檢 測區域中，能夠獲得各向同性的靈敏度分布。在該情況下，例如即使相對面為圓形狀的指示 體配置在傳感器部上，也能以圓形狀檢測該指示體的相對面。其中，在上述變形例16中，例示說明將與差動放大器386連接的接收導體設為4 個(偶數)的情況，但是該連接的接收導體的個數不限于4個。例如，該連接的接收導體的 個數可以以3個、5個(奇數)為單位。在該情況下，如上述變形例12所示，在被選擇的奇 數個的接收導體中，優選的是將配置在中央的接收導體接地或與基準電壓連接。這是因為 即使在指示體沒有充分接地的情況下，也能經由該配置在中央的接收導體使電流的一部分 分流，從而抑制靈敏度的下降。進而，在該變形例16中，例示了向索引η小的發送導體12供給反轉代碼[Ck(反 轉)]，并向索引η大的發送導體供給擴頻碼的情況，但是本發明不限于此。例如，可以向索 弓In小的發送導體12供給擴頻碼Ck，向索引η大的發送導體供給反轉代碼[Ck(反轉)]。同 樣地，例示說明了將索引小的接收導體14與差動放大器386的“ + ”端子連接、將索引m大 的接收導體14與差動放大器386的“_”端子連接進行差動放大的情況，但是可以將索引m 小的接收導體與“_”端子連接，將索引m大的接收導體與“ + ”端子連接。[變形例Π]在上述變形例16中，例示說明將從擴頻碼生成電路21供給的擴頻碼Ck和作為該 擴頻碼Ck的反轉代碼的反轉代碼[Ck(反轉)]向相鄰的4個發送導體以同一代碼相鄰的方 式進行供給的情況，但是本發明不限于該情況。例如，在相鄰的4個發送導體Yn Yn+3中， 可以向位于兩端的發送導體Yn及Υη+3供給擴頻碼Ck或反轉代碼[Ck (反轉)]，而向位于中 央的發送導體Υη+2及Υη+3供給反轉代碼[Ck (反轉)]或擴頻碼Ck。根據圖50說明變形例17的結構及動作。圖50(a)為該變形例17的簡要結構圖， 圖50(b)為從該變形例17的差動放大器輸出的輸出信號的波形圖。該變形例17和上述的變形例16的不同點在于，擴頻碼Ck及反轉代碼[Ck(反轉)] 的供給圖形為“-++_”及四輸入單輸出的差動放大器396的接收信號14的檢測圖形從接收 導體14的索引m小的一方起按“-++_”順序配置。在相鄰的4個接收導體Xm Xm+3中，接 收導體Xm+1及Xm+2與差動放大器396的“+”端子連接，接收導體Xm及Xm+3與差動放大器396 的“_”端子連接。其他結構及動作與變形例16(參照圖1及圖47 圖49)相同，對于相同 的結構標上相同的標號，省略其說明。 在該變形例17中，從擴頻碼供給電路21(參照圖1)供給的擴頻碼Ck供給到被發 送導體選擇電路382選擇的4個導體Yn Yn+3中的位于兩端的發送導體Yn及Υη+3，向位于 中央的發送導體Υη+1及Υη+2供給對擴頻碼Ck進行代碼反轉的反轉代碼[Ck(反轉)]。下面，參照圖47(b)對上述的將與差動放大器396的4個輸入端子連接的接收導 體進行切換時的輸出信號的位移進行說明。其中，以下，為便于說明，將差動放大器396的4個輸入端子分別從與接收導體的索引m大的一側連接的輸入端子起依次稱為輸入端子 396a 396d。如上述那樣，接收導體選擇電路384切換與差動放大器396的輸入端子396a 396d連接的接收導體14時，首先，與差動放大器396的輸入端子396a 396d連接的接收導 體處于完全不受指示體的影響的位置時，來自差動放大器396的輸出信號成為0(圖50(b) 的 390a)。接著，由于從與差動放大器396的輸入端子396a連接的接收導體14接近指示體 19，因此輸入到差動放大器396的“_”端子的信號漸漸減少。其結果，來自差動放大器396 的輸出信號向“ + ”側偏移(圖47(b)的390b)。之后，接收導體選擇電路384切換與差動放 大器396連接的接收導體14，與差動放大器396的輸入端子396a連接的接收導體向指示 體19接近，并且與輸入端子396b連接的接收導體接近指示體19，因此輸入到“_”端子的信 號漸漸增加，并且輸入到“ + ”端子的信號漸漸減少，所以來自差動放大器396的輸出信號向 “-”側偏移( 圖50(b)的390c)。接收導體選擇電路384切換與差動放大器396的輸入端子396a 396d連接的接 收導體時，與差動放大器396的輸入端子396a及396b連接的接收導體漸漸遠離指示體19， 取而代之的是差動放大器396的輸入端子396c漸漸接近。其結果，輸入到差動放大器396 的“ + ”端子的信號進一步減少，并且輸入到“_”端子的信號增加，所以來自差動放大器396 的輸出信號進一步減少。來自該差動放大器396的輸出信號的信號電平在指示體19所處 的位置位于與差動放大器396的輸入端子396c及396d連接的接收導體之間時最小(圖 50 (b)的 380d)。接著，接收導體選擇電路384切換與差動放大器396的輸入端子396a 396d連 接的接收導體時，與差動放大器386的輸入端子396a、396b及396c連接的接收導體漸漸遠 離指示體19，取而代之的是與差動放大器396的輸入端子396d連接的接收導體接近指示 體19，所以輸入到差動放大器396的“ + ”端子的信號漸漸增加。其結果，來自差動放大器 396的輸出信號向“ + ”側偏移(圖50(b)的390d)，與差動放大器396的輸入端子396d連 接的接收導體最接近指示體19時，來自差動放大器396的輸出信號的電平最大(圖50(b) 的 390e)。進一步，接收導體選擇電路384切換與差動放大器396的輸入端子396a 396d連 接的接收導體時，與差動放大器396的輸入端子396a 396d連接的接收導體，均遠離指示 體19，因此輸入到差動放大器396的輸入端子的信號漸漸增加，當切換至與差動放大器396 的輸入端子396a 396d連接的接收導體位于不受指示體19的影響的位置的接收導體時， 來自差動放大器396的輸出信號成為0(圖50(b)的390f)。若對以上的來自差動放大器386的輸出信號的電平位移進行圖示，則成為圖 50(b)所示的曲線390。其中，來自該圖50(b)所示的差動放大器396的輸出信號及對該輸 出信號進行積分的值為指示體19處于供給有擴頻碼Ck的發送導體12和接收導體14的交 叉點時的輸出特性，該指示體19處于供給有反轉代碼[Ck(反轉)]的發送導體12和接收導 體14的交叉點上時(例如用圖50(a)的虛線表示的指示體19所處的發送導體Yn和接收 導體Xm+1的交叉點)，來自差動放大器396的輸出信號成為與上述的輸出特性相反的特性。如上所述，從擴頻碼供給電路供給的擴頻碼Ck供給到被發送導體選擇電路382選擇的4個導體Yn Yn+3中位于兩端的發送導體Yn及Υη+3，位于中央的發送導體Υη+1及Υη+2供 給有對擴頻碼Ck進行代碼反轉的反轉代碼[Ck(反轉)]，對于四輸入單輸出的差動放大器 396的輸入端子，相鄰的4個接收導體中接收導體Xm+1及Xm+2與差動放大器396的“ + ”端子 連接，接收導體Xm及Xm+3與差動放大器396的“_”端子連接時，從差動放大器396獲得的輸 出信號與對其進行積分處理的結果為相同的輸出信號。因此，采用該變形例17的檢測方式 的情況下，無需進行積分處理，因此消除了由進行積分處理時易引起的噪聲的蓄積。并且， 由于進行差動放大處理，所以能使耐噪聲性進一步提高。并且，在該變形例17中，與變形例14 一樣由于對來自與供給有同一擴頻碼的發送 導體12的個數相同的接收導體14的輸出信號進行放大，因此傳感器部上的最小檢測區域 Smin成為正方形狀。其結果，能夠在傳感器部上的最小檢測區域獲得各向同性的靈敏度分 布。在該情況下，例如即使相對面為圓形狀的指示體配置于傳感器部上，也能以圓形狀檢測 該指示體的相對面。其中，在上述的說明中，例示說明了將與差動放大器連接的接收導體的個數設為4 個(偶數)的情況，但是本發明不限于此。例如，可以將與差動放大器連接的接收導體14 的個數設為3個、5個(奇數)。在該情況下，如上述變形例12所示，在被選擇的奇數個接 收導體中，優選的是將配置于中央的發送導體接地或與基準電壓連接。[變形例18]在上述變形例17中，例示說明了將擴頻碼及該擴頻碼的反轉代碼的供給圖形及 來自接收導體的信號的檢測圖形設定為“-++_”的情況，但是可以將該擴頻碼及該擴頻碼的 反轉代碼的供給圖形及來自接收導體的信號的檢測圖形設定為“+-+”。以下，將設定為該 供給圖形及檢測圖形并供給擴頻碼及該擴頻碼的反轉代碼，通過差動放大器對接收信號進 行差動放大的情況例示于圖51。 將該變形例18與變形例17比較時，不同點在于，對從擴頻碼生成電路21向發送 導體供給的擴頻碼Ck進行代碼反轉的代碼反轉器381配置成，在被發送導體選擇電路382 選擇的4個發送導體Yn Yn+3中，向位于中央的兩個發送導體Υη+1及Υη+2供給反轉代碼；差 動放大器397的4個輸入端子的極性從接收導體14的索引m大的一方起按“+__+”順序設 定。其他結構與變形例17(參照圖50)相同。在該變形例18所示的結構中，獲得了與變形例17相同的効果。即，無需進行積分 處理，因此消除了進行積分處理時易引起的噪聲的蓄積。并且，由于進行差動放大處理，能 使耐噪聲性進一步提高。進而，向多個發送導體供給同一擴頻碼及對該擴頻碼進行代碼反 轉的反轉代碼，并且對來自與供給有該同一擴頻碼的發送導體的個數相同的接收導體的輸 出信號進行放大，因此傳感器部上的最小檢測區域Smin成為正方形狀。其結果，在傳感器部 上的最小檢測區域能夠獲得各向同性的靈敏度分布。在該情況下，例如即使相對面為圓形 狀的指示體配置于傳感器部上，也能以圓形體檢測其指示體的相對面。在上述變形例16 18 (參照圖47 51)中，例示說明了將被發送導體選擇電路及 接收導體選擇電路選擇的發送導體及接收導體的個數設定為偶數的情況。在以下的變形例 19中，根據圖52 圖54對將該選擇的發送導體及接收導體的個數設定為奇數的情況進行 說明。其中，在以下說明的變形例19及20中，接收導體組13由130個接收導體14構成。[變形例19]
首先，根據圖52說明變形例19的結構。該圖52為放大電路32(參照圖1)使用 三輸入單輸出差動放大器時的指示體檢測裝置的簡要結構圖。首先，根據圖1及圖52說明該變形例19的簡要結構。發送部200(參照圖1)具 備供給擴頻碼Ck的擴頻碼供給電路21 ；將從該擴頻碼供給電路21供給的擴頻碼Ck選擇 性地供給到發送導體14的發送導體選擇電路402 ；以及設在擴頻碼供給電路21和發送導 體選擇電路402之間，對從擴頻碼供給電路21供給的擴頻碼Ck進行代碼反轉并 成反轉代 碼[Ck(反轉)]來輸出的代碼反轉器401。該擴頻碼Ck及反轉代碼[Ck(反轉)]通過發送 導體選擇電路402供給到相鄰的3個發送導體Yn Yn+2。具體來講，從擴頻碼生成電路21 供給的擴頻碼Ck，經由發送導體選擇電路402供給到兩個發送導體Yn及Yn+2，并且在代碼反 轉器401中代碼反轉為反轉代碼[Ck(反轉)]后，經由發送導體選擇電路402供給到發送 導體Yn+1。S卩，在該圖52中，擴頻碼的供給圖形成為“+-+”。其中，在該變形例19中，發送 部200的其他結構與圖1所示的第一實施方式相同，因此省略其說明。下面，參照圖53對發送導體選擇電路402進行詳細說明。發送導體組11被劃分為將相鄰的6個發送導體作為一組的15個發送塊403。該 發送導體選擇電路402例如為周知的邏輯電路，由個數與各發送塊403相同(16個)的開 關組402a構成。各發送塊403中，在構成該發送塊403的6個發送導體12中，索引η最大 的兩個發送導體12與相鄰的其他發送塊403共用。具體來講，如該圖53所示，在構成各發 送塊403的發送導體Yn Υη+5中，將索引最大的兩個發送導體Υη+4及Υη+5與相鄰的發送塊 共用。各開關組402a由3個開關402ai、402a2及402a3構成。各開關組402a的輸出側 的6個端子402b與分別對應的發送導體Yn Yn+5連接。并且，該3個開關402ai、402a2及 402a3中，開關402 及402a3的輸入端子402c與供給各擴頻碼C1 C16的擴頻碼生成電路 24 (參照圖1及圖4)連接，開關402a2的輸入端子402c經由代碼反轉器401與供給各擴頻 碼C1 C16的擴頻碼生成電路24連接。如該圖53所示，例如，供給有擴頻碼Ck及該擴頻碼Ck的反轉代碼[Ck(反轉)]的 開關組402a，將擴頻碼Ck供給給發送導體Yn，并且將反轉代碼[Ck(反轉)]供給給發 送導體Υη+1。然后，將該擴頻碼Ck及反轉代碼[Ck(反轉)]供給預定時間后，切換與擴頻碼 生成電路24連接的發送導體12，將擴頻碼Ck供給給發送導體Υη+1及Υη+3，并且將反轉代碼 [Ck(反轉)]供給給發送導體￥ +2。之后，按時間變化切換與各擴頻碼生成電路24連接的發 送導體，將擴頻碼Ck供給給發送導體Υη+5及Υη+3，將反轉代碼[Ck(反轉)]供給給Υη+4之后， 再次將擴頻碼Ck供給給發送導體Yn及Υη+2，并且將反轉代碼[Ck(反轉)]供給給發送導體 Yn+1，之后反復進行上述動作。如上所述，將從擴頻碼供給電路21供給的擴頻碼Ck及其反轉 代碼[Ck(反轉)]供給給構成發送導體組11的所有的發送導體12。下面，參照圖1、圖52及圖54對變形例19的接收導體選擇電路813進行詳細說 明。如該圖54所示，該變形例19的接收部320由接收導體選擇電路813、放大電路32、A/ D轉換電路33、相關值計算電路34和位置計算電路35構成。接收導體組13被劃分為43個檢測塊336。該檢測塊336由相鄰的(索引m連 續)3個接收導體Xm Xm+2構成。構成該各檢測塊336的接收導體Xm Xm+2，與相鄰的其他 檢測塊336共用。具體來講，在該變形例19中，接收導體組13被劃分為檢測塊(X1 X3}、{X2 XJ、…、(X127 X12J 及(X128 X13J。接收導體選擇電路813具備由3個開關構成的開關組815。該開關組815的輸入 端子815a與分別對應的接收導體14連接。并且，開關組815的各輸出端子815b與I/V轉 換電路32a的輸入端子連接。該開關組815按照預定時間間隔依次切換與I/V轉換電路 32a連接的檢測塊336。具體來講，若最初檢測塊(X1 X3}與后級的I/V轉換電路32a連 接時，按照下一預定時間間隔切 換連接檢測塊{X2 X4}和I/V轉換電路32a。之后，接收導 體選擇電路813按照預定時間間隔切換檢測塊336，最后在連接檢測塊{X128 X13J與I/V 轉換電路32a后，再次連接最初的檢測塊{Xi X3}和I/V轉換電路32a，之后反復進行上 述動作。然后，將來自各接收導體14的輸出信號在I/V轉換電路32a轉換為電壓信號并輸 入到差動放大器405。放大電路32由3個I/V轉換電路32a和差動放大器405構成。各I/V轉換電路 32a的輸出端子分別與差動放大器405的各輸入端子連接。在這里，各I/V轉換電路32a 中，與索引m最小的接收導體Xm連接的I/V轉換電路32a和與索引m最大的接收導體Xm+2 連接的I/V轉換電路32a與差動放大器405的極性為“ + ”的輸入端子連接，剩余的I/V轉 換電路32a與差動放大器405的極性為“-”的輸入端子連接。差動放大器405為三輸入單輸出的差動放大器。該差動放大器405的3個輸入端 子中，連接有被接收導體選擇電路813選擇的3個接收導體Xm Xm+2中索引m最小的接收 導體Xm及索引m最大的接收導體Xm+2的輸入端子的極性被設定為“ + ”，連接有剩余的一個 接收導體Xm+1的輸入端子的極性被設定為“_”。該差動放大器405使用將從其“_”端子輸 入的信號相比從“ + ”端子輸入的信號進行2倍的放大的差動放大器。該變形例19的差動 放大器405，與“-”端子連接的接收導體14的個數位一個，相對于此，與“ + ”端子連接的接 收導體14的個數為兩個，因此差動放大的信號的電平相同(差動放大后的輸出信號的電平 成為0)。差動放大器405對來自接收導體14的輸出信號進行差動放大后輸入到后級的A/ D轉換電路33。其中，在圖54中，為了避免附圖的繁雜，將多個I/V轉換電路32a及開關組 815省略記載。并且，接收部320的其他結構與第二實施方式(參照圖20)相同，因此對于 相同的結構省略其說明。接收導體選擇電路813進行與變形例4(參照圖31)及變形例16 (參照圖49)相 同的選擇切替。具體來講，首先，該接收導體選擇電路813的開關組815從最小索引的接收 導體X1 X3起依次連接接收導體Xm及Xm+2與差動放大器405的“+”端子，并且連接接收 導體Xm+1和“-”端子(圖54的狀態)。即，連接差動放大器405的兩個“ + ”端子分別和接 收導體，連接“_”端子和接收導體X2。接著，在經過預定時間時，接收導體選擇電路 813的開關組815將與放大電路405連接的接收導體14與位于索引m增加的方向的接收導 體連接，即連接接收導體X2及X4和差動放大器405的“ + ”端子，并且連接接收導體X3和差 動放大器405的“-”端子。然后，在該切換后，從與開關組815連接的接收導體X2 X4獲 得新的輸出信號。之后，接收導體選擇電路813的開關組815按照預定時間間隔依次切換 與差動放大器405連接的接收導體14，在將最后連接的3個接收導體即接收導體X128 X13q 與差動放大器405連接之后，再次返回到最初狀態，即該圖54所示的狀態，之后反復進行上 述動作。然后，差動放大器405每進行上述切換時，對輸入的來自接收導體Xm的輸出信號進行差動放大，向后級的A/D轉換電路33輸出(參照圖1)。其后，在A/D轉換電路33進行 數字轉換的輸出信號在相關值計算電路34中進行相關運算，將作為該相關運算的結果的 相關值存儲到相關值存儲電路34d(參照圖8)。 如該變形例19那樣，將輸出信號的檢測方式設為“+_+”時，差動放大器405的3個 輸入端子的極性配置相對于中央的輸入端子的極性成為左右對稱，因此與變形例17 —樣， 能夠獲得與圖50(b)所示那樣進行位置檢測時的積分處理相同的結果。因此，在該變形例 19中，能夠獲得與變形例17相同的効果。即，無需設置積分電路，因此消除了進行積分處理 時易引起的噪聲蓄積。并且，由于進行差動信號處理，因此能使耐噪聲性進一步提高。并且，在該變形例19中，與變形例14及17 —樣對來自個數與供給有同一擴頻碼 Ck的發送導體12的個數相同的接收導體14的輸出信號進行放大，因此在傳感器部100上 的最小檢測區域能夠獲得各向同性的靈敏度分布。在該情況下，例如即使相對面為圓形狀 的指示體配置于傳感器部上，也能以圓形狀檢測該指示體的相對面。[變形例20]在上述變形例19中，將擴頻碼的供給圖形及接收圖形設為“+_+”，但是也可以設 為“-+_”。以下，對將該接收圖形設定為“-+_”的情況進行說明。根據圖55說明該變形例20的簡要結構。在該變形例20和上述的變形例19(參 照圖52)進行比較時，不同點在于在擴頻碼供給電路21和發送導體選擇電路402之間設 有兩個對從擴頻碼供給電路21供給的擴頻碼Ck進行代碼反轉并輸出反轉代碼[Ck (反轉)] 的代碼反轉器406 ；在被發送導體選擇電路402選擇的3個發送導體Yn Yn+2中，向位于兩 端的發送導體Υη&Υη+2供給反轉代碼[Ck(反轉)]；對于三輸入單輸出的差動放大器407的 3個輸入端子，連接有被接收導體選擇電路813選擇的3個接收導體Xm Xm+2中索引m最小 的接收導體Xm及索引m最大的接收導體Xm+2的輸入端子的極性設定為“_”，連接有剩余的 一個接收導體Xm+1的輸入端子的極性設定為“+”。除此之外的結構與上述變形例19相同， 因此對于相同的結構省略其說明。該變形例20也與變形例19 一樣，差動放大器407的3個輸入端子的極性配置相 對于中央的輸入端子的極性成為左右對稱，因此能夠獲得與進行圖50(b)所示那樣的位置 檢測時的積分處理相同的結果。因此，在該變形例20中，能夠獲得與變形例17及19相同 的效果。即，無需進行積分處理，因此消除了進行積分處理時易引起的噪聲蓄積。并且，由 于進行差動信號處理，所以能使耐噪聲性進一步提高。<8.第八實施方式懸停檢測>適用本發明的指示體檢測裝置除配置到液晶顯示裝置的情況之外，例如采用已知 電磁感應方式的位置檢測裝置那樣，存在與液晶顯示裝置分別構成單獨的指示體檢測裝置 的情況。配置了已知的指示體檢測裝置的液晶顯示裝置一般重疊形成指示體檢測裝置的檢 測區域和液晶顯示裝置的顯示區域，因此使用者只要用手指等指示體來對顯示指示或選擇 的對象(例如圖標、工具條等)的位置進行指示就能指示所希望的位置。指示體檢測裝置和液晶顯示裝置分體形成的情況下，例如已知的個人電腦的輸入 設備即觸控板、電磁感應方式的數位板的情況下，在這些輸入設備上很難直觀地體驗指示 的位置和液晶顯示裝置上的位置的關聯性。因此，在這些已知的輸入設備中，通過檢測指示 體接近的狀態(指示體和輸入設備的檢測部不直接接觸的狀態。以下，稱為懸停狀態)，使使用者能夠看到想要指示的輸入設備上的位置與液晶顯示裝置上的哪個位置對應，從而給 使用者提供便利性。
但是，指示體出于懸停狀態的情況下，即指示體從傳感器部100的表面(圖13的 第二基板)稍稍浮起的狀態下，由于檢測靈敏度低，受較大的噪聲的影響，因此很難可靠地 進行懸停狀態時的位置檢測。[變形例21]在變形例21中，參照圖56 58對能夠高精度地檢測指示體是否處于懸停狀態的 情況的識別方法進行說明。在這里，圖56表示手指(指示體)19觸碰傳感器部100的狀態 及在該狀態下得到的檢測信號(相關值)的電平曲線的圖，圖57表示手指19從傳感器部 100上浮起的狀態(懸停狀態)及在該狀態下得到的檢測信號的電平曲線的圖，圖58為在 圖57所示狀態的交叉點附近的區域某時刻得到的檢測信號(相關值)的電平值的分布的 映射圖。以下，將該手指19的觸碰狀態和未觸碰狀態(懸停狀態)對比說明。首先，手指19觸碰傳感器部100的表面的狀態(參照圖56(a))下，如在第一實施 方式(參照圖13)說明的那樣，從發送導體12發出的電場的一部分被集中到手指19，從發 送導體12流向接收導體14的電流的一部分經由手指19分流到地面。其結果，流入接收導 體14的電流減少，因此電平曲線420與手指19沒有觸碰的區域相比，觸碰的區域420a中 信號電平急劇變高，在該區域獲得信號電平的峰值420a (參照圖56(b))。相對于此，在手指19未觸碰傳感器部100的表面的狀態(懸停狀態。參照圖 57 (a))下，從發送導體12發出的電場的極少的一部分被集中到手指19，因此從發送導體12 流向接收導體14的電流的極少的一部分經由手指19分流到地面。其結果，流入接收導體 14的電流也稍稍減少，因此電平曲線421在手指19最接近傳感器部10表面的區域，信號 電平變高并且獲得其峰值421a。但是，該峰值421a與手指19觸碰傳感器部100時的峰值 420a相比，其值變小，電平曲線421變寬(圖57(b))。在該變形例21的懸停狀態的識別方法中，通過從電平曲線的邊緣傾斜度和峰值 求解兩者之比，并比較該比和預定的閾值，識別指示體19是否處于懸停狀態。在手指19接近的交叉點附近的區域，對某時刻得到的檢測信號(相關值)的電平 值的分布進行映射時，例如取得圖58所示的分布。其中，在該圖58中，用3X3的交叉點表 示得到的電平值，其電平值被歸一化。然后，計算該峰值和邊緣的傾斜度之比，比較該計算 的比和預定的閾值(例如0. 7)。在該圖58所示的例子中，在中央的交叉點得到電平的最大值“100”，位于其左右 上下的交叉點得到電平值“50”。檢測信號(相關值)的電平曲線421的邊緣的傾斜度，能 夠通過求解峰值(圖57(b)中的黑箭頭的長度。圖58的中央網格)和與得到該峰值的交 叉點相鄰的其他交叉點的電平值的差來獲得。例如，該圖57的情況下，電平曲線的峰值為 圖58的中央網格的“100”，因此邊緣的傾斜度成為100-50 = 50。因此，電平曲線的邊緣的 傾斜度和峰值之比成為(邊緣的傾斜度/峰值)=(50/100) = 0.5。因此，在該圖58所 示例子中，判別出指示體19處于懸停狀態。并且，該電平曲線421的邊緣的傾斜度和峰值 之比大于預定的閾值的情況(例如，該值為0.9的情況)下，判別出指示體19與傳感器部 100的表面為接觸狀態。在這里，在上述圖58所示例子中，例示說明了用于識別懸停狀態的有無的預定的閾值設為一個的情況，但是本發明不限于此。例如，可以設置值比該預定的閾值小的第二閾 值，并通過將電平曲線的邊緣傾斜度和峰值之比還與該第二閾值進行比較，來更詳細地識 別懸停狀態的程度(傳感器部和指示體的距離等)。 其中，對于上述識別方法沒有特別圖示進行說明，但是例如可以在設在接收部 300(參照圖1)上的位置檢測電路35中進行上述運算，或在外部的計算機中進行運算。在上述變形例21中，例示說明了根據檢測信號的電平曲線(電平值的映射數據) 來直接進行懸停狀態的識別的情況，但是本發明不限于此。可以對檢測信號的電平曲線進 行非線形處理，并根據非線形處理后的特性來識別懸停狀態。在這里，例示說明對檢測信號(相關值)的電平曲線進行對數轉換作為非線形處 理的情況。在不進行非線形處理的情況下，通過指示體19觸碰傳感器部100的表面而得到 的檢測信號的電平在指示體19和傳感器部100接觸的部分變得極大，而指示體19從傳感 器部100的表面浮起時變得極小。因此，在進行包含指示體19從傳感器部100稍稍浮起的 狀態的識別處理的情況下，由于檢測信號的電平在上述兩種情況下差異極大，因此很難準 確地識別。因此，對于檢測信號(相關值)的電平曲線，若進行預定的信號轉換處理例如對數 轉換，則能夠使檢測信號中的小電平信號部分增大，抑制電平的大信號部分。即，在對數轉 換后的電平曲線中，峰值部的形狀變寬，其最大值被抑制。該情況下，指示體19的接觸狀態 和非接觸狀態的邊界附近的電平值的變化變得連續，即使指示體19從傳感器部100稍稍浮 起的狀態下，也能容易識別懸停狀態，能使識別特性提高。[變形例22]下面，參照圖59及圖60對即使指示體處于懸停狀態的情況下也能可靠地進行指 示體的位置檢測的結構例進行說明。在這里，圖59為表示指示體19處于傳感器部100 (參照圖1)附近的情況的最小 檢測區域S1的擴頻碼Ck的供給方式及輸出信號的檢測方式的關系的概念圖，圖60為表示 指示體19遠離傳感器部100的情況的最小檢測區域S2的擴頻碼Ck的供給方式及輸出信號 的檢測方式的關系的概念圖。首先，對發送導體12及接收導體14的選擇個數的切換動作進行簡要說明。該選 擇個數的切換是根據例如在上述變形例21中說明的指示體19是否處于懸停狀態的判定來 進行。即，求解基于某時刻得到的檢測信號(相關值)的電平值的電平曲線的邊緣傾斜度 和峰值之比，比較該比和預定的閾值，判定是否處于懸停狀態。然后，在判定為處于懸停狀 態時，進行控制以使通過發送導體選擇電路及接收導體選擇電路(參照圖1等)選擇多個 發送導體12及接收導體14。如上述那樣，懸停狀態的判定例如在位置檢測電路35 (參照圖 1、圖39)中進行，在判定為懸停狀態時，從位置檢測電路35對控制電路40(參照圖1)輸出 預定的信號。控制電路40在從該位置檢測電路35輸入有預定的信號時，控制發送導體選 擇電路22及接收導體選擇電路231，向多個發送導體12供給預定的擴頻碼Ck，并且根據來 自多個接收導體14的輸出信號求解相關值。下面，詳細說明上述切換動作。在以下的說明中，為了能夠容易理解其原理示例說 明如下情況，使擴頻碼Ck能夠供給到任意的多個發送導體Yn，接收部300的放大電路32使 用具有極性為“ + ”的多個輸入端子的放大器410，通過該放大器410檢測任意接收導體Xm的輸出信號。首先，指示體19觸碰傳感器部100的表面時，擴頻碼Ck被供給到兩個發送導體Yn+1 及Υη+2，設在接收部300的放大電路32上的放大器410對來自兩個接收導體Xm+1及Xm+2的 輸出信號進行放大并輸出(圖59的狀態)。接著，手指等指示體19從傳感器部100的表面分離時，基于檢測信號(相關值)的 電平值的電平曲線的邊緣傾斜度和峰值之比，變得比預定的閾值小，因此判定為懸停狀態。 于是，控制電路40根據來自位置檢測電路35的預定信號，控制發送導體選擇電路22及接 收導體選擇電路231 (參照圖39)，連接擴頻碼供給電路21和發送導體組11以將擴頻碼Ck 供給到4個發送導體Yn Yn+3。同樣的，控制電路40控制接收導體選擇電路231，使設在放 大電路32上的放大器411的各輸入端子與4個接收導體Xm Xm+3連接。于是，檢測區域從 指示體19觸碰傳感器部100表面的狀態的檢測區域S1 (參照圖59)被切換為能夠檢測的 范圍更寬的檢測區域S2 (參照圖60)。其中，此時，發送部200的擴頻碼Ck的供給方式及接收部310的信號的檢測方式 例如可以設為“++”或“+_”。如上述那樣，在該變形例22中，在判斷為指示體19處于懸停狀態的情況下，控制 為發送導體12及接收導體14的個數增加，使與供給有同一擴頻碼Ck的發送導體12及與 放大器同時連接的接收導體的個數增加來提高檢測靈敏度，由此能夠更為可靠地進行懸停 狀態的指示體19的位置檢測。其中，在該變形例22中，例示說明了將被選擇的發送導體及接收導體的個數對應 于指示體的檢測狀況來增減為兩個或4個的情況，但是本發明不限于此。例如，可以任意設 定選擇的發送導體12及接收導體14的個數。例如，可以設定為預先設定相對于檢測信號的 峰值的多個 閾值時，比較峰值和該閾值，隨著峰值變得小于閾值，漸漸增加選擇的個數。并 且，選擇的發送導體12及接收導體14的個數可以不相同。進而，選擇的發送導體及接收導 體的個數的增減，無需對發送導體12及接收導體14都進行，可以只增減其中一方。指示體檢測裝置例如為了能夠及時檢測手指等指示體，即使在指示體未接觸的狀 態下，也跨越傳感器部上的所有交叉點隨時進行電流變化的檢測處理(掃描)，以檢測指示 體(參照圖18。以下將該使用所有的發送導體及接收導體來進行檢測動作的情況稱為全掃 描)。該全掃描要求高檢測靈敏度和高速化，以能夠及時且可靠地檢測指示體。但是，與每個或少數個發送導體及接收導體進行掃描相比，全掃描時需要掃描的 點增加，全掃描結束為止的時間變長。[變形例烈]以下，對用于高靈敏度且高速地進行該全掃描的方法進行說明。首先，從傳感器部 未檢測到輸出信號時，增加一次檢測處理(最小檢測區域)所使用的發送導體及接收導體 的個數，從而加大檢測區域。其中，選擇的導體的個數可根據傳感器部的尺寸、所需靈敏度、所希望的檢測速度 等任意設定。其中，對于增減了個數的導體可以是發送導體及接收導體雙方，或者是其中一方。 其中，對增減發送導體及接收導體雙方的個數的情況下，兩者的個數可以不同。并且，在本 發明中，只要是實質上對信號檢測的有効面積(檢測區域)進行增減的方法，則可以適用各種方法。其中，除根據檢測信號的有無之外，還可根據該檢測信號的電平來變更所使用的 發送導體及接收導體的個數。例如，檢測信號的電平比預先設定的預定的閾值大時， 使個數 減少，該檢測信號的電平比預定的閾值小時，使個數增大。閾值可以只設定一個，也可設定 兩個以上。作為檢測檢測信號的電平的方法，可以使用變形例21 (圖56 圖58)中說明的 方法。在該變形例23中，從傳感器部沒有得到檢測信號時，通過使指示體的檢測所使用 的發送導體及接收導體的個數增加來擴大檢測區域，由此能夠高靈敏度且高速地實現全掃 描。[變形例24]在第一實施方式中，例示了將接收導體14與檢測面(第二基板17側)接近設置 的傳感器部100 (參照圖2)。該第一實施方式所示的傳感器部100中，發送導體12相比接 收導體14配置在遠離指示體19的位置上，因此從發送導體12產生的電場比集中到接收導 體14的電場寬并集中在指示體19上(參照圖12 (b))。因此，實際上指示體19中還集中有 來自相比指示體19所處的位置靠接收導體14的延伸方向的外側的發送導體12的電場。以下，參照圖61，對該現象進行說明。其中，在以下的說明中，為了能夠容易理解 該現象，例示說明發送導體選擇電路及接收導體選擇電路分別同時選擇5個發送導體Yn Yn+4及接收導體Xm Xm+4并檢測指示體19的情況。如該圖61所示那樣，發送導體選擇電路在選擇的5個發送導體Yn Yn+4中，索引 η小的發送導體Yn及Υη+1供給有從擴頻碼供給電路21供給的擴頻碼Ck。并且，索引η大的 發送導體Υη+3及Υη+4中經由反轉代碼器431供給有對擴頻碼Ck進行代碼反轉的反轉代碼 [Ck(反轉)]，位于中央的發送導體Υη+2接地。同樣，接收導體選擇電路在選擇的接收導體Xm Xm+4中，索引m大的兩個接收導體 Xm+3及Xm+4與差動放大器430的極性為“+”的輸入端子連接，索引m小的兩個接收導體Xm及 Xm+1與差動放大器430的極性為“-”的端子連接，位于中央的接收導體Xm+2接地。其中，其 他結構與變形例12(圖40)相同，對于相同的結構省略圖示及說明。例如，置有大致圓形狀(圖61中的實線)的指示體19時，從與置有指示體19的 發送導體Yn Yn+4相鄰的(位于接收導體14延伸的方向的外側)發送導體Ylri及Υη+5產 生的電場被指示體19吸収，如該圖中的虛線所示那樣進行檢測。尤其，發送導體12和指示 體19之間的距離更遠的情況下，例如，夾在發送導體12和接收導體14之間的墊片16厚的 情況、檢測懸停狀態的指示體19的情況變得明顯。因此，在該變形例24中，為了消除上述問題，縮窄遠離傳感器部100的檢測面的位 置上配置的發送導體組11側的檢測寬度，并加寬接近檢測面的接收導體組13側的檢測寬 度，在檢測面中，使由發送部供給的發送信號的電平曲線的寬度(檢測寬度)和輸入到接收 部的接收信號的電平曲線的寬度之間不產生差。[變形例邪]圖62為表示該變形例25的發送部的擴頻碼的供給方式和接收部的信號的檢測方 式的關系的圖。以下，參照圖39及圖62，對該變形例25進行說明。在這里，圖62表示將被 發送導體選擇電路選擇的發送導體12從5個減少為3個的情況，其他結構與圖61相同。
該變形例25中，例如如變形例12 (參照圖40)所示，接收導體選擇電路231例如 在相鄰的任意5個接收導體Xm Xm+4中，將位于兩端的接收導體Xm、Xm+1及Xm+3、Xm+4與差動 放大器的任意一個輸入端子連接。其中，在該變形例25中，從被接收導體選擇電路231選 擇的接收導體Xm、Xm+1的輸出信號在ΙΛ轉換電路31a中被轉換為電壓信號而供給到差動 放大器430的各輸入端子，但是由于與圖39所示的變形例10相同，因此為了避免附圖的繁 雜，省略對接收導體選擇電路231及I/V轉換電路231a的記載。另一方面，發送導體選擇電路22選擇相鄰的任意3個發送導體Yn+1 Υη+3，在該3 個發送導體中，向索引m最小的發送導體Υη+1供給擴頻碼，向索引m最大的發送導體Υη+3供 給反轉代碼，并且將位于中央的發送導體Υη+2接地。如此，通過使被發送導體選擇電路22選擇的發送導體Yn的個數比被接收導體選 擇電路231選擇的接收導體Xm的個數少，能夠使被檢測面中的發送部200供給的發送信號 的電平曲線的寬度和輸入到接收部310的接收信號的電平曲線的寬度大致相同。即，能使 基于發送部200及接收部310的電平曲線的寬度的寬高比(縱橫比)接近1。其結果，在 傳感器部100上配置相對面為圓形狀的指示體的情況下，也不會像圖61中虛線所示的橢圓 狀，而是以圓形狀檢測指示體。其中，在該變形例25中，例示說明了改變選擇的發送導體及接收導體的個數，將 寬高比設為1的情況，但是本發明不限于此。例如，可以通過變更發送導體及接收導體的形 狀(寬度等)、其配置圖形(圓形狀、龜甲形狀等)、各導體之間的間距來調整寬高比(縱橫 比)。并且，在圖61中，例示了接收部的放大電路使用差動放大器的情況，但是還可以使用 單輸入的放大器。[變形例沈]第一實施方式的指示體檢測裝置1，為了能夠穩定地進行相關運算，從I/V轉換電 路32a輸出的接收信號將其信號電平在未圖示的放大器中放大為預定的信號電平后，在A/ D轉換電路33中轉換為數字信號并輸入到相關值計算電路34 (參照圖1)。噪聲比接收信 號大的情況下，將混雜了噪聲的接收信號的信號電平同樣放大時，噪聲也被放大，從而導致 A/D轉換器被切斷，存在不能適當檢測接收信號的問題。但是，若不放大接收信號的信號電平時，例如如上述變形例23那樣，在檢測處于 懸停狀態的指示體時接收信號的變化電平變得極小，發生不能檢測指示體的問題。以下，參照圖63及圖64對變形例26進行說明。該圖63為該變形例26的接收 部330的簡要框結構圖，圖64為構成后述的增益值設定電路的絕對值檢波電路的電路結構 圖。在這里，當比較該變形例26所示的接收部330和第一實施方式(參照圖1、圖6及圖8 等)的接收部300時，其不同點在于，替代設在放大電路32的I/V轉換電路32a和A/D轉 換電路33之間的未圖示的放大器，設置了增益調整電路481 ；設有增益值設定電路482。對 于其他結構，由于與圖1所示的第一實施方式的接收部300相同，因此對于相同的結構標上 相同的標號，省略其說明。增益調整電路481為用于使輸入的信號的信號電平放大或減少為適當預定的信 號電平的電路。該增益調整電路481設在放大電路32的I/V轉換電路32a和A/D轉換電 路33之間，根據來自后述的增益值設定電路482的控制信號來進行預定的信號電平的變 更。此時，增益調整電路481的能量成分的信號強度，不僅包含需檢測的信號(擴頻碼)成分還包含噪聲等，因此增益控制電路482根據在信號檢測電路31中檢測的信號整體的能量 成分的信號強度來設定接收增益值。增益值設定電路482為根據在A/D轉換電路33中轉換為數字信號的輸出信號來 控制增益調整電路481的電路。該增益值設定電路482具備絕對值檢波電路483和自動增 益值設定電路484。絕對值檢波電路483檢測從A/D轉換電路33輸出的輸出信號的能量成分的信號 強度。其中，從A/D轉換電路33輸出的信號不僅包含需檢測的信號(擴頻碼)成分還包含 噪聲等不需要的信號成分，因此在增益調整電路481中，檢測包含噪聲等不需要的信號成 分的檢測信號整體的能量成分的信號強度。自動增益值設定電路484為根據在絕對值檢波電路483中檢測的信號強度，來控 制增益調整電路481的增益的電路。該自動增益值設定電路484與絕對值檢波電路483和 增益調整電路481連接，對增益調整電路481輸出控制信號。下面，參照圖64對絕對值檢波電路483的結構進行說明。該絕對值檢波電路483 具備乘法器483a、與該乘法器483a的輸出端子連接的積分器483b。乘法器483a對A/D轉換電路33的輸出信號進行二次冪運算，并將運算后的輸 出信號輸出到積分器483b。其中，乘法器483a的兩個輸入端子分別輸入有A/D轉換電路 33(參照圖63)的輸出信號，對彼此的信號進行乘法運算。并且，積分器483b對乘法器483a 的輸出信號在時間上進行積分，并將其積分信號向增益調整電路481 (參照圖63)作為控制 信號輸出。如上述那樣，在該變形例26的接收增益值的設定中，不僅檢測需要檢測的信號 (擴頻碼)成分，還檢測包含噪聲等的信號的能量成分的信號強度，并根據其信號強度來設 定接收增益值。該情況下，即使輸入到增益調整電路481的輸出信號上重疊噪聲等，也能適 當地設定接收增益值。其中，對于絕對值檢波，只要能檢測包含需要檢測的信號成分及噪聲的信號的電 平，則可以使用任意的方法。例如，除上述的方法以外，可以使用對輸出信號的電平的絕對 值進行積分的方法等。并且，絕對值檢波處理中，可以使用A/D變換后的數字信號處理及A/ D轉換前的模擬信號處理中的任意一個。[變形例W]如上述那樣，本發明的指示體檢測裝置，能夠同時檢測多個作為檢測對象的手指 等指示體。因此，本發明的指示體檢測裝置例如可以想到多個使用者同時使用或一個使用 者用兩手操作的情況。其結果，傳感器部能對多個指示體使用，因此可以實現大型化。在上述實施方式及各種變形例中，說明了擴頻碼Ck從發送導體12的一個端部供 給的結構例。但是，當大型化傳感器部時，作為擴頻碼Ck的傳送路徑的發送導體12及作為 輸出信號的傳送路徑的接收導體14，伴隨傳感器部的大型化，也會隨之變長，所以由擴頻碼 Ck的傳送路徑的懸浮電容會產生輸出信號的電平下降、檢測信號的相位延遲等問題。參照 圖65(a)及(b)更具體地說明該問題。在這里，圖65(a)為表示向任意的發送導體Yk供給擴頻碼Ck時的情況的圖，圖 65(b)為表示向發送導體Yk供給擴頻碼Ck時在各接收導體14得到的檢測信號與信號電平 之比的變化的圖。其中，在圖65(b)中，橫軸表示接收導體14的位置，縱軸表示檢測信號的電平和相位。并且，在圖65(b)中，為了簡化說明，表示接收導體Xm、Xm+2、Xm+4、Xm+6及Xm+85個 接收導體14的檢測信號的變化。如圖65(a)所示，當從發送導體Yk的一個端部(在圖65 (a)的例子中為發送導體 12的右端)供給作為供給信號的擴頻碼Ck時，由于受作為傳送路徑的發送導體Yk的懸浮 電容的影響，越遠離擴頻碼Ck的供給側，即從與供給側近的接收導體Xm+8越朝向遠處的接收 導體Xm，來自接收導體14的輸出信號的信號電平越降低。同樣地，輸出信號的相位延遲也 越遠離擴頻碼Ck的供給側變得越大。其結果，如圖65 (b)所示，從接收導體Xm+8朝向接收導體Xm，輸出信號的信號電平 和相位均降低。如此，在與擴頻碼Ck的供給側近的接收導體xm+8和遠處的接收導體Xm之間 發生的輸出信號的信號電平差、相位差，無法取得適當的位置檢測時的相關值，檢測靈敏度 降低。尤其，發送導體12及接收導體14上使用ITO膜的傳感器部，這些導體的電阻值高， 輸出信號的信號電平的下降、相位延遲顯現地很明顯。因此，在該變形例27中，參照圖66對能夠消除上述的問題的擴頻碼的供給方法進 行說明。在這里，圖66(a)及(b)分別表示該變形例26的擴頻碼Ck的供給方式及輸出信 號的電平和相位的變化特性的圖。該變形例27和上述的實施例及變形例的不同點在于，如圖66(a)所示，從一個發 送導體Yk的兩端同時供給同一擴頻碼ck。為了實現該供給方式，例如在第一實施方式的結 構中，將擴頻碼供給電路21 (參照圖1)的各輸出端子與發送導體Yk的兩端連接。如此，當從發送導體Yk的兩端同時供給同一擴頻碼Ck時，與只從發送導體Yk的一 個端部供給擴頻碼Ck的情況相比，在從擴頻碼Ck的供給側(發送導體12的兩端)到處于 最遠的位置的接收導體14(在該圖66(a)中為接收導體Xm+4)的距離成為一半的量。其結 果，如圖66(b)所示，輸出信號的電平在距擴頻碼Ck的供給側(發送導體12的兩端)最遠 的接收導體Xm+4最小，但是與只從一個端部供給擴頻碼Ck的情況相比，能夠改善輸出信號的 信號電平，接收導體14之間的電平差、相位差大幅減少，并且能夠抑制檢測靈敏度下降。[變形例觀]在變形例28中，對在本發明的指示體檢測裝置中適于檢測手指等指示體觸碰傳 感器部的檢測面時的押壓力(以下稱為指示壓力)的方法進行說明。在以往的方法中，指示壓力根據傳感器部的檢測面的與指示體的接觸面積來計 算。但是，在該方法中，例如手指細的用戶強力地觸碰傳感器部的檢測面時，由于此時的接 觸面積較小，因此會產生識別為較輕觸碰的問題。因此，在該變形例28中，為了消除上述的問題，使用指示體的位置檢測時得到的 各交叉點的檢測信號(相關值)的電平的空間分布(映射數據)來檢測指示壓力。以下， 參照圖1、圖67及68，具體說明該方法。其中，該指示壓力的檢測在接收部300的位置檢測 電路35 (參照圖1)中進行。圖67表示指示體觸碰傳感器部的檢測面(參照圖2等)時存儲在相關值存儲電 路34d(參照圖8)的信號(相關值)的電平的空間分布的示意圖。圖67中的橫軸表示接 收導體14的位置，在圖面上從近前朝向里側的方向的軸表示發送導體12的位置，而圖67 中的縱軸表示檢測信號(相關值)的電平。其中，縱軸的電平為歸一化的值。并且，在圖67 所示例子中，表示在發送導體Yn和接收導體XmW交叉點上指示體觸碰時檢測信號的電平的空間分布，并且為了簡化說明，只表示由發送導體Yn-4 Υη+4和接收導體Xm-4 Xm+4圍成的 區域的電平的空間分布。首先，位置檢測電路35讀取存儲在相關值存儲電路34d中的信號的映射數據，通 過對各交叉點的輸出信號的信號電平實施插值處理來對各交叉點之間的信號電平進行插 值，計算在指示體觸碰的交叉點[Xm、Yn]上構成頂點(或者頂峰)的山形狀的電平曲面490。 其中，在圖67所示例子中，對各交叉點的輸出信號的信號電平實施插值處理等來生成電平 曲面490，但是也可以將針對每個交叉點求解的相關值實施插值處理的數據作為映射數據 保存到相關值存儲電路34d，并且根據該插值處理的映射數據生成電平曲面490。接著，進行將電平曲面490在預定的電平面490a(圖67中的斜線區域)切下的信 號處理。進而，進行求解由電平曲面490圍成的區域的體積的信號處理。其中，在這里將預 定的電平面490a的面積設為指示體的接觸面積。在這里，參照圖68對簡單求解由電平曲面490圍成的區域的體積的方法進行說 明。首先，電平曲面490在沿著發送導體12的延伸方向的方向的平面進行分割(圖67的 狀態)。由此，如圖68所示，例如沿著發送導體Yn_4 Υη+4的延伸方向分別生成分割平面 491 499。接著，分別求解分割平面491 499的面積Sa1 Sa9。然后對計算出的面積Sa1 Sa9進行加法運算，將其相加值設為由電平曲面490圍成的區域的體積的近似值。由該電平 曲面490圍成的區域的體積為與指示壓力對應的值，當指示壓力變大時其體積也增加。因 此，能夠根據由該電平曲面490圍成的區域的體積來求解指示壓力。在該變形例28中，通 過進行這種信號處理來求解指示體的指示壓力。其中，可以將如上述求解的由電平曲面490圍成的區域的體積進一步用接觸面積 進行除法運算。該情況下，獲得與接觸區域的每單位面積的指示壓力對應的值。如上述那樣，在該變形例28中，指示體觸碰傳感器部100的檢測面時，在位置檢測 電路中計算檢測信號(相關值)的三維電平曲面，計算由該電平曲面圍成的區域的體積，確 定指示壓力。因此，能夠消除在上述現有的指示壓力的檢測方法中產生的問題，能夠檢測與 用戶的觸碰感相符的指示壓力。在上述的指示壓力的檢測方法中，將電平曲面490分割為多個平面，將該多個分 割平面的面積的相加值即積分值設為該電平曲面490的體積，但是本發明不限于此。為了 更高精度地計算電平曲面490的體積，可以以數值解析的方式對電平值進行加權相加。進 而，體積的計算方法不限于分割的平面的相加值，還可適用多維曲面近似(例如，梯形近 似、二乘近似(Square approximation)等)來計算體積。在這里，在對分割平面的面積進行加權相加的方法中，參照圖69對使用梯形近似 來求解由電平曲面490圍成的區域的體積的步驟進行說明。圖69為表示發送導體12的位置和通過圖68中說明的方法求解的電平曲面490 的分割平面491 499的面積Sa1 Sa9的關系的圖表。其中，在該圖69中，橫軸取發送導 體12的位置，縱軸取分割平面的面積。圖69中的曲線495為將面積Sa1 Sa9的數據點之 間連在一起的圖。由電平曲面495圍成的區域的體積相當于由圖69中的橫軸和曲線495圍成的部 分的面積。并且，在圖69的特性中，用直線連接面積Sa1 Sa9的數據點之間時，在發送導體Yn-2 Υη+2的之間的區域形成四個梯形區域。在梯形近似時，將由圖69中的橫軸和曲線 495圍成的部分的面積作為在圖69中的發送導體Υη_2 Υη+2之間生成的4個梯形區域的面 積的相加值(圖68中的斜線部的面積)來近似。更具體來講，按照如下方式求解體積。首先，對構成圖69中的斜線部的區域的數據點Sa3 Sa7按照梯形近似的賦予加 權值。例如賦予數據點Sa3權重1，同樣地賦予數據點Sa4權重2，賦予數據點Sa5權重2，賦 予數據點Sa6權重2，賦予數據點Sa7權重1。然后，電平曲面490的體積V1是“帶權重的分 割平面的面積的相加值”除以“各梯形所包含的加權值的平均值”來求解的。即，電平曲面 490的體積V1為，體積V1= (lXSa3+2XSa4+2XSa5+2XSa6+lXSa7)/2。在這里，“加權值的平均 值”(上述式的分母的值)是通過將“各數據點的加權值的總和”除以“梯形的個數”而求解 的，在該例中成為(1+2+2+2+1)/4 = 2。使用上述的梯形近似的方法時，構成圖69中的4個梯形的斜邊和曲線495的誤差 小，因此使用梯形近似而得到的計算結果(斜線部的面積)和實際的電平曲面490的體積 的誤差變小。因此，通過使用該方法，能夠求解較為準確的電平曲面490的體積。并且，通過 使用這種近似計算來求解電平曲面490的體積，能夠減輕施加在位置檢測電路35的負載。并且，在將上述分割平面進行帶權重相加的方法中，替代梯形近似可以使用二乘 近似。該情況下，構成圖69中的斜線部區域的數據點Sa3 Sa7按照二乘近似賦予加權值。 例如賦予數據點Sa3權重1，同樣地賦予數據點Sa4權重4，賦予數據點Sa5權重2，賦予數據 點Sa6權重4，賦予數據點Sa7權重1。在該情況下，電平曲面490的體積V2為，體積V2= (1 XSa3+4XSa4+2XSa5+4XSa6+1 XSa7)/3 在這里，“加權值的平均 值”(上述式的分母的值)是通過“各數據點的加權值的相加值”除以“梯形的個數”而求解 的，為(1+4+2+4+1)/4 = 3。[變形例29]在目前為止說明的各實施方式及變形例中，使用個數比發送導體12的個數少的 擴頻碼ck，切換該多個擴頻碼Ck供給到發送導體12，但是可以使用例如與發送導體12的個 數相同的種類的多個擴頻碼Ck，使各擴頻碼Ck和發送導體12 —對一地對應，不對供給擴頻 碼Ck的發送導體12進行切換。圖70為表示使用個數與發送導體的個數相同的擴頻碼，將各擴頻碼分別供給給 不同發送導體的情況的圖。因此，在該變形例29中，與圖20所示的第二實施方式一樣不需 要圖1所示的發送導體選擇電路22。在這里，在該變形例29中，為了向發送導體12供給個數與發送導體12相同即64 種不同的擴頻碼ck，擴頻碼Ck的碼片數需要比在第一實施方式等中說明的16碼片大的碼 片數，例如64碼片以上的碼片數。圖71為表示該變形例29的相關值計算電路334的結構的圖。該變形例29的相 關值計算電路334和第一實施方式的相關值計算電路34的不同點在于，構成設在相關值 計算電路334上的信號延遲電路334a的D-觸發電路由個數為64的D-觸發電路334 334a64構成；用于計算相關值的相關器334b及向該相關器334b供給相關值運算用代碼的 相關值運算用代碼生成電路334c設有與擴頻碼Ck相同的數量即64個。相關值計算電路334用其64個相關器334bi、334b2、334b3、. . . 334b64分別對圖71所示的64個擴頻碼C1-C64和與各擴頻碼對應的相關值運算用代碼C1/ C64/進行乘 法運算，分別計算各擴頻碼的相關值。即，通過相關器334bi對擴頻碼C1和相關運算代碼 Cl/進行乘法運算而檢測相關值，通過相關器334b2對擴頻碼C2和相關值運算用代碼C2/ 進行乘法運算而檢測相關值，以下相同地對64個所有的擴頻碼C1 C64計算相關值。計算 出的各相關值存儲到相關值存儲電路334d。在通過該圖71所示的相關值計算電路334來計算相關值的情況下，無需切換供給 擴頻碼Ck的發送導體12，因此能夠進一步簡化發送部200的結構。其中，在該變形例29中，例示說明了使用個數與發送導體12的個數相同的擴頻碼 Ck的情況，但是本發明不限于該情況。例如，如變形例13(參照圖41)等那樣，例如可以向 相鄰的兩個發送導體12供給同一擴頻碼Ck。在該情況下，無需使用個數與發送導體12相 同的擴頻碼Ck，該情況下，使用一半數量(32個)的擴頻碼Ck，能夠獲得同樣的效果。[變形例3O]指示體觸碰發送導體和收導體的交叉點時的該交叉點上產生的電容值的變化極 小。例如，指示體19未觸碰傳感器部100時的該交叉點的電容為0. 5pF，相對于此，指示體 19觸碰時的該交叉點的電容值的變化為0. 05pF左右。例如，從2η碼片長度的代碼串供給到發送導體12的情況下的任意一接收導體14 得到的輸出信號的信號電平在向各發送導體12供給的代碼串的第m個碼片(m:l以上η以 下的自然數)全部以“1”供給的情況下變得最大。這是因為輸出信號的信號電平與將各交 叉點的電容值和供給到該各交叉點的碼片進行乘法運算而得到的值的相加值成比例。因 此，例如在供給有圖17(a)所示的16碼片長度的哈達瑪碼的情況下，從接收導體14得到的 輸出信號的信號電平在該16碼片長度的哈達瑪碼的開頭碼片供給到接收導體14時變得最 大。另一方面，指示體19觸碰交叉點時得到的輸出信號的信號電平為，在指示體19未 觸碰交叉點時得到的輸出信號(電流信號)減去在該交叉點經由指示體19分流的電流信 號而得到的值。如上述那樣，指示體19觸碰交叉點時的該交叉點的電容值的變化量微小， 因此電流信號的變化量變得微小。為了檢測該微小的電流信號的變化，有必要在放大電路 上使用放大率高的放大器。但是，在使用具有與指示體19觸碰時得到的輸出信號適合的放大率的放大器時， 產生該16碼片長度的哈達瑪碼的開頭碼片供給到接收導體14時得到的輸出信號被切斷的 新問題。相反，當使用具有與該16碼片長度的哈達瑪碼的開頭碼片供給到接收導體14時 得到的輸出信號適合的放大率的放大器時，產生不能檢測微小的輸出信號的變化的問題。將相互不同的2η碼片長度的代碼串分別供給到發送導體12的情況下，由于在各 代碼串的第m個碼片全部變成“1”時產生上述問題，因此只要該第m個碼片的代碼不被供 給到發送導體12，則能夠將輸出信號的信號電平的最大值抑制得低。具體來講，若供給圖 17(b)所示的15碼片長度的哈達瑪碼時，輸出信號的最大值較低地抑制到供給到各發送導 體12的哈達瑪碼的個數(該圖17(b)所示的哈達瑪碼的情況下為“16”)。于是，將該15 碼片長度的哈達瑪碼供給到發送導體12的情況下，且在該接收導體14的任一交叉點上都 不存在指示體19時得到的相關值的電平(以下將該一定值的輸出信號稱為“基準電平”) 也抑制得較低。
但是，在將該15碼片長度的哈達瑪碼供給到發送導體12的情況下，產生指示體19 觸碰任一交叉點時導致基準電平發生變動的新問題。這是因為，與16碼片長度的哈達瑪碼 相比代碼長度縮短了 1碼片，因此將15碼片長度的哈達瑪碼在指示體19碰觸交叉點時在 該交叉點中基準電平上升分流到地面的電流量。因此，在多個交叉點上指示體19同時觸碰 的情況下，與指示體19觸碰的交叉點的個數相應地，基準電平變動。對指示體19觸碰交叉點與否的判定是例如通過對輸出信號的信號電平和預定的 閾值進行比較來進行(參照圖16)。本發明的指示體檢測裝置由于能夠同時檢測多個指示 體，因此例如可以將手掌放置在傳感器部100上，或多個指示體(例如，多個手指)同時觸 碰同一接收導體14上的多個交叉點。這種情況下，來自接收導體14的輸出信號的基準電 平發生較大變動。其結果，產生甚至比指示體19觸碰的交叉點的相關值的電平大的變動而 超過閾值，從而存在錯誤判定的情況。以下，參照圖72及圖73說明用于解決上述問題的變形例30。該變形例30的指示 體檢測裝置3和第一實施方式的指示體檢測裝置(圖1參照)的不同點在于，為了在從擴 頻碼供給電路21供給到傳感器部100的擴頻碼Ck中，將一個擴頻碼直接供給給放大電路 332，連接擴頻碼供給電路21和放大電路332。其中，為了避免附圖的繁雜，在圖73中省略 了接收導體選擇電路31的圖示。并且，為了便于理解，例示說明只示出傳感器部100上的 發送導體Y1 Y6和接收導體X123 X128交叉的區域，對各發送導體Y1 Y6供給有擴頻碼 Ck，檢測來自接收導體X123 X128的輸出信號的情況。進一步，對與第一實施方式的指示體 檢測裝置1相同的結構標上相同的標號，省略其說明。首先，如圖72所示，擴頻碼供給電路21與發送導體選擇電路22、時鐘產生電路 23、相關值計算電路34、控制電路40連接之外，還與放大電路332連接。在構成擴頻碼供給 電路21的多個擴頻碼生成電路24中，例如任意一個擴頻碼生成電路24與放大電路332連 接。從與該放大電路332直接連接的擴頻碼生成電路24輸出的擴頻碼例如擴頻碼C1使不 經由發送導體12，直接供給到接收部340的放大電路332，從而將該擴頻碼C1作為相關特 性的基準電平的標準信號(基準信號)來使用。根據圖73對該變形例30的接收部340進行說明。放大電路332由個數與接收導 體14相同的I/V轉換電路332a、個數與該I/V轉換電路332a相同的電容器332b構成。電 容器332b設在生成擴頻碼C1的擴頻碼生成電路24(未圖示)和I/V轉換電路332a之間。 因此，擴頻碼C1經由該電容器332b供給到各I/V轉換電路332a。其中，生成其他擴頻碼 C2 C7的擴頻碼生成電路24分別與發送導體Y1 Y6連接。其結果，擴頻碼C1經由電容器 直接供給到構成放大電路332的各I/V轉換電路332a。由于擴頻碼C1供給到電容器332b，所以經由接收導體14輸出的輸出信號和將擴 頻碼C1供給到電容器332b而產生的電流信號(標準信號)被合成而輸入到各I/V轉換電 路332a。與該標準信號合成的輸出信號在各I/V轉換電路332a中轉換為電壓信號并被放 大輸出。A/D轉換電路333由個數與構成放大電路332的I/V轉換電路332a相同的A/D轉 換器333a構成。該各A/D轉換器333a與分別對應的各I/V轉換電路332a連接。然后，從 各I/V轉換電路332a輸出的電壓信號被輸入到各A/D轉換電路333a而被轉換為數字信號， 并輸出到相關值計算電路35 (參照圖72)。
相關值計算電路34通過與各擴頻碼對應的相關值運算用代碼進行相關運算。在 這里，擴頻碼C1由于不經由發送導體12及接收導體14而直接輸入到構成接收部340的放 大電路332，所以在擴頻碼C1的信號成分上，不存在經由發送導體12及接收導體14而產生 的變動。其結果，通過與擴頻碼C1對應的相關值運算用代碼C/進行相關運算的結果，即 相關值始終為穩定的一定值。在該變形例30中，將該一定的相關值作為基準電平使用。即，相關值計算電路34 對從A/D轉換電路332輸入的各數字信號，通過擴頻碼C1的相關值運算用代碼C1'進行相 關運算。然后，將該相關運算而得到的相關值作為相關特性的基準電平例如存儲到相關值 存儲電路34d (參照圖8)。之后，相關值計算電路34與上述第一實施方式一樣，對與各擴頻 碼C2 C7分別對應的相關值運算用代碼C2' C/進行相關運算，將作為其運算結果的相 關值存儲到相關值存儲電路34d。然后，位置計算電路35(圖1參照)根據對存儲在相關值存儲電路34d中的各擴 頻碼C2 C7計算的相關值、作為相關特性的基準電平的相關值、預定的閾值，判定指示體19 是否觸碰傳感器部100。具體來講，位置計算電路35計算從對各擴頻碼C2 C7計算的相 關值減去相關特性的基準電平的值而得到的值。然后，位置計算電路35將該相減得到的值 和預定的閾值進行比較，從而判定傳感器部100上是否存在指示體19。如此，在多個擴頻碼中，將預定的擴頻碼不經由發送導體12及接收導體14直接供 給到接收部，將該擴頻碼用于相關特性的基準電平的標準信號(參照信號)，從而即使基準 電平產生變動，也能夠準確地檢測指示體19的觸碰位置。[變形例31]在上述變形例30中，例示說明了將來自接收導體的輸出信號和標準信號在輸入 到A/D轉換電路之前，即模擬信號段階進行合成的情況。如此，只通過設置電容器332b能 夠實現標準信號和輸出信號在模擬信號段階進行合成的情況，因此具有能夠簡化電路結構 的優點。但是，該電容器332b有必要與形成在發送導體12和接收導體14之間的電容器相 同程度的電容值。如上所述，形成在發送導體12和接收導體14的交叉點上的電容器的電 容是約為0. 5pF左右的非常小的電容，因此很難實際安裝到電路基板。并且，在變形例30 中，由于將標準信號和接收信號在模擬信號段階進行合成，因此存在容易產生誤差的問題。因此，在該變形例31中，說明了將標準信號與A/D轉換電路的輸出信號即轉換為 數字信號的接收信號進行合成的情況。參照圖74說明對轉換為數字信號的接收信號及標準信號進行合成的結構例。在 本變形例31中，在A/D轉換電路433和相關值計算電路34(參照圖7 之間具備用于合 成從A/D轉換電路433輸出的各數字信號和轉換為數字信號的標準信號的加法器組434 ； 用于將使用于標準信號的擴頻碼直接供給給接收部的電容器435 ；用于將電流信號轉換為 電壓信號的I/V轉換電路436 ；和用于將標準信號轉換為數字信號的A/D轉換器437。其 他結構與上述變形例30 (參照圖72)相同，因此對于相同的結構標上相同的標號，省略其說 明。擴頻碼C1供給到電容器435，在I/V轉換電路436輸入有電流信號。該I/V轉換 電路436將輸入的電流信號轉換為電壓信號并進行放大輸出。從該I/V轉換電路436輸出的電壓信號在A/D轉換器437中轉換為數字信號并輸入到加法器組434。加法器組434由個數與構成A/D轉換電路433的A/D轉換器433a相同的加法器 434a構成。各加法器43 分別設在與各接收導體14連接的A/D轉換器433a和相關值計 算電路34的輸入端子之間，用于輸入從各A/D轉換器433a輸出的轉換為數字信號的輸出 信號和在A/D轉換器437中轉換為數字信號的標準信號。各加法器43 對轉換為數字信 號的輸出信號及標準信號進行合成(加法運算)并輸出。然后，通過各加法器43 與標準信號合成的數字信號被輸入到相關值計算電路 34。然后，在該相關值計算電路34中進行相關運算。在該圖74所示結構例中，與圖73所示例子一樣能夠進行基準電平的調整。在該 變形例31中，由于能夠將標準信號和接收信號以數字信號合成，因此為了供給標準信號而 設置的電容器435上例如使用SpF的電容器，在A/D轉換器437中4位的數據減少，從而能 夠以比用模擬信號合成的情況高的精度進行信號合成。其中，在該變形例31中，說明了作為用于調整基準電平的標準信號，使用一個擴 頻碼的例子，但本發明不限于此。例如，可以將兩個以上的擴頻碼作為標準信號來供給。
權利要求
1.一種指示體檢測裝置，用于檢測位于導體圖形上的指示體，上述導體圖形由配置在 第一方向上的多個導體和配置在與上述第一方向交叉的第二方向上的多個導體構成，上述 指示體檢測裝置的特征在于，具備代碼供給電路，用于生成代碼相互不同的多個代碼串，向構成上述導體圖形的配 置在第一方向上的多個導體分別供給預定的代碼串；相關值運算用代碼供給電路，用于供給與上述多個代碼串分別對應的相關值運算用代 碼·’以及相關運算電路，用于對配置在上述第二方向上的各導體所產生的信號和上述相關值運 算用代碼進行相關運算，根據通過上述相關運算電路求出的相關運算結果檢測位于上述導體圖形上的指示體。
2.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，設置有第一導體選擇電路，用于將從上述代碼供給電路供給的多個代碼串選擇性地供 給到配置在上述第一方向上的上述多個導體。
3.如權利要求2所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述第一導體選擇電路將配置在上述第一方向上的多個導體劃分為各組由預定數量M 的導體構成的多個組，與構成各組的預定的導體對應地供給來自上述代碼供給電路的代碼 串，并且按照預定的步驟切換上述預定的導體，其中M為> 2的整數。
4.如權利要求2所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述第一導體選擇電路與配置在上述第一方向上的多個導體中相互之間配置有預定 數量P的導體的多個導體對應地供給來自上述代碼供給電路的代碼串，并且按照預定的步 驟切換上述預定的導體，其中P為> 0的整數。
5.如權利要求2所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述第一導體選擇電路將配置在上述第一方向上的多個導體劃分為各組由預定數量 Q的導體構成的多個組，與構成各組的各導體對應地供給來自上述代碼供給電路的代碼串， 并且按照預定的步驟切換各組，其中Q為彡2的整數。
6.如權利要求2所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述第一導體選擇電路將為了供給來自上述代碼供給電路的代碼串而選擇的導體的 附近所配置的預定的導體設定為預定的電位。
7.如權利要求2所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述第一導體選擇電路選擇相互靠近配置的至少兩個導體而供給來自上述代碼供給 電路的代碼串。
8.如權利要求2所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述代碼供給電路能夠供給代碼串的反轉代碼串，上述第一導體選擇電路選擇由供給 有來自上述代碼供給電路的代碼串的至少3個導體構成的多個導體，向該多個導體中的至 少一個導體供給上述反轉代碼串。
9.如權利要求2所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述代碼供給電路能夠供給代碼串的反轉代碼串，上述第一導體選擇電路選擇供給有 來自上述代碼供給電路的代碼串的相互靠近配置的至少4個以上且偶數個導體構成的多 個導體，向上述多個導體中的一半數量的導體供給上述反轉代碼串。
10.如權利要求9所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述第一導體選擇電路向由上述至少4個以上且偶數個導體構成的多個導體中位于 端部的導體之間且相互靠近配置的至少兩個導體供給上述代碼串或上述反轉代碼串。
11.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，還設置有第二導體選擇電路，用于將配置在上述第二方向上的多個導體選擇性地與上 述相關運算電路連接。
12.如權利要求11所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述第二導體選擇電路將配置在上述第二方向上的多個導體劃分為各組由預定數量 的導體構成的多個組，從各組中選擇構成各組的至少一個導體，并且按照預定的步驟切換 應從各組選擇的各導體。
13.如權利要求11所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述第二導體選擇電路選擇配置在上述第二方向上的多個導體中相互之間配置有預 定數量的導體的預定的導體，并且按照預定的步驟切換應選擇的上述預定的導體。
14.如權利要求11所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述第二導體選擇電路將配置在上述第二方向上的多個導體劃分為各組由預定數量 S的導體構成的多個組，選擇構成上述多個組中預定的組的導體，并且按照預定的步驟切換 上述預定的組，其中S為彡2的整數。
15.如權利要求11所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述第二導體選擇電路選擇相互之間配置有預定數量的導體的預定的導體。
16.如權利要求11所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述第二導體選擇電路將處于非選擇狀態的預定的導體設定為預定的電位。
17.如權利要求11所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述第二導體選擇電路從配置在上述第二方向上的多個導體中選擇至少由3個導體 構成的多個導體，并且將選擇的上述多個導體中的端部的導體之間所配置的導體設定為預 定的電位。
18.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，還具備存儲部，用于存儲配置在上述第二方向上的多個導體所產生的信號，暫時存儲 在上述存儲部中的信號被供給到上述相關運算電路。
19.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，在基板的一面配置有由配置在上述第一方向上的多個導體和配置在與上述第一方向 交叉的第二方向上的多個導體構成的導體圖形，并且配置在上述第一方向上的多個導體和 配置在上述第二方向上的多個導體交叉的區域配置有用于相互電絕緣的絕緣材料，配置在 上述第一方向上的多個導體分別由具有相互電連接的多個面部的圖形構成，配置在上述第 二方向上的多個導體分別由線形狀的圖形構成。
20.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，在基板的一面配置有配置在上述第一方向上的多個導體，在上述基板的另一面配置 有配置在上述第二方向上的多個導體，配置在上述第一方向上的多個導體分別由具有相互 電連接的多個面部的圖形構成，配置在上述第二方向上的多個導體分別由線形狀的圖形構
21.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述第一方向相對于預定的中心點為同心圓狀的圓周方向，上述第二方向為從上述中 心點起的放射方向。
22.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，上述代碼供給電路從構成配置在上述第一方向上的多個導體的各導體的兩端部向上 述多個導體供給上述代碼串。
23.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，根據配置在上述第二方向上的多個導體所產生的信號的電平特性的最大值和該最大 值附近的分布特性，識別上述指示體和上述導體圖形的接觸狀態。
24.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，還具備檢波電路，用于檢測配置在上述第二方向上的多個導體所產生的信號；和增 益控制電路，根據由該檢波電路檢波的信號的電平控制配置在上述第二方向上的多個導體 所產生的信號的增益。
25.如權利要求M所述的指示體檢測裝置，其特征在于，根據由上述檢波電路檢波的信號的電平的空間分布檢測上述指示體對上述導體圖形 的壓力。
26.如權利要求M所述的指示體檢測裝置，其特征在于，計算由上述檢波電路檢波的信號的電平的空間分布的體積，并且計算上述指示體和上 述導體圖形的接觸面積，根據計算出的體積和接觸面積檢測上述指示體對上述導體圖形的 壓力。
27.一種指示體檢測裝置，檢測位于導體圖形上的指示體，上述導體圖形由配置在第一 方向上的多個導體和配置在與上述第一方向交叉的第二方向上的多個導體構成，上述指示 體檢測裝置的特征在于，具備代碼供給電路，用于生成代碼相互不同的多個代碼串，向構成上述導體圖形的配 置在第一方向上的多個導體分別供給預定的代碼串；和相關運算電路，用于對配置在上述第二方向上的多個導體所產生的信號和與上述多個 代碼串對應的相關值運算用代碼進行相關運算，根據通過上述相關運算電路求出的相關運算結果檢測位于上述導體圖形上的指示體。
28.一種指示體檢測方法，用于檢測位于導體圖形上的指示體，上述導體圖形由配置在 第一方向上的多個導體和配置在與上述第一方向交叉的第二方向上的多個導體構成，上述 指示體檢測方法的特征在于，包括代碼供給步驟，生成代碼相互不同的多個代碼串，向構成上述導體圖形的配置在 第一方向上的多個導體分別供給預定的代碼串；相關值運算用代碼供給步驟，用于供給與上述多個代碼串分別對應的相關值運算用代 碼；以及相關運算處理步驟，用于對配置上述第二方向上的各導體所產生的信號和上述相關值 運算用代碼進行相關運算，根據通過上述相關運算處理步驟求出的相關運算結果檢測位于上述導體圖形上的指 示體。
全文摘要
一種指示體檢測裝置及指示體檢測方法，在導體圖形上能夠更高速地檢測指示體。指示體檢測裝置檢測位于由導體圖形構成的傳感器部上的指示體，所述導體圖形由配置在第一方向上的多個導體和配置在與第一方向交叉的第二方向上的多個導體構成。具備代碼供給電路，生成代碼相互不同的多個代碼串，向構成導體圖形的配置在第一方向上的多個導體分別供給預定的代碼串；相關值運算用代碼供給電路，用于供給與多個代碼串分別對應的相關值運算用代碼；以及相關運算電路，用于對配置在第二方向上的各導體上產生的信號和相關值運算用代碼進行相關運算，根據通過相關運算電路求出的相關運算結果檢測位于導體圖形上的指示體。
文檔編號G06F3/041GK102103429SQ201010583240
公開日2011年6月22日 申請日期2010年12月6日 優先權日2009年12月18日
發明者小田康雄, 山本定雄, 杉山義久 申請人:株式會社和冠