本發(fā)明涉及電機(jī)控制技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種永磁同步電機(jī)控制方法及系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

永磁同步電機(jī)(Permanent magnet synchronous machine，PMSM)由于其高功率密度、和高效率等特點(diǎn)，在電動汽車等調(diào)速驅(qū)動系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。

永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)子由特定形狀的永磁體構(gòu)成，磁鏈可以由永磁體自身產(chǎn)生，轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)時會產(chǎn)生感應(yīng)電動勢，按照永磁體在轉(zhuǎn)子上位置的不同，永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)子磁路結(jié)構(gòu)一般可分為三種：表面式、嵌入式和爪極式。表面式轉(zhuǎn)子磁路結(jié)構(gòu)又分為插入式和凸出式兩種。

因為人們對永磁同步電機(jī)的不斷探索，出現(xiàn)了各種各樣的控制方法，如空間矢量控制、直接轉(zhuǎn)矩控制、模型參量自適應(yīng)系統(tǒng)控制等。目前，永磁同步電機(jī)調(diào)速傳動系統(tǒng)仍以采用矢量控制為多。

矢量控制實際上是對電動機(jī)定子電流矢量相位和幅值的控制。當(dāng)永磁體的勵磁磁鏈和直、交軸電感確定后，電動機(jī)的轉(zhuǎn)矩就取決于id和iq，控制id和iq便可以控制轉(zhuǎn)矩。通過控制電流跟蹤給定便實現(xiàn)了電動機(jī)轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速的控制。

弱磁控制大多采用基于磁場定向控制(field-oriented control，F(xiàn)OC)和最大轉(zhuǎn)矩電流比(maximum torque per ampere，MTPA)控制。MTPA控制主要用于低轉(zhuǎn)速運(yùn)行時提高電機(jī)效率，而FOC控制主要在于設(shè)計d軸、q軸電流調(diào)節(jié)器。常見的弱磁控制策略有公式計算法、查表法、梯度下降法、負(fù)id補(bǔ)償法、單電流調(diào)節(jié)法、電流角度法等。

但是上述方法分別存在不同程度的不足：

公式計算法的精度依賴于電機(jī)數(shù)學(xué)模型的精度，實際中要想建立一個準(zhǔn)確的模型很難，故很少在實際工程中應(yīng)用。

查表法通過大量的實驗數(shù)據(jù)并制成表格，減少了電機(jī)控制芯片的實時計算量，實現(xiàn)起來較為復(fù)雜。梯度下降法計算量大，實現(xiàn)較復(fù)雜。

負(fù)id補(bǔ)償法實現(xiàn)簡單，但可實現(xiàn)的弱磁區(qū)域范圍有限制。

單電流調(diào)節(jié)法以電壓為調(diào)節(jié)對象，實現(xiàn)了深度弱磁，具有一定發(fā)展前景，同時也存在一定缺點(diǎn)，有待改進(jìn)。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的旨在至少解決所述技術(shù)缺陷之一。

為此，本發(fā)明的目的在于提出一種永磁同步電機(jī)控制方法及系統(tǒng)，可以動態(tài)調(diào)整勵磁電流，使勵磁電流和扭矩電流的配比在一個最高效率點(diǎn)上，提高了能量的利用率，即提高小扭矩下電機(jī)的效率。

為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的實施例提供一種永磁同步電機(jī)控制方法，包括如下步驟：

步驟S1，根據(jù)輸入的需求扭矩和轉(zhuǎn)速值，以能量最優(yōu)估計算法確定定子電流的初始幅值和初始相角；

步驟S2，根據(jù)步驟S1中計算得到的定子電流的初始幅值和初始相角，以單周電流實時調(diào)制PWM控制方法，產(chǎn)生三相永磁同步電機(jī)的定子驅(qū)動電流，包括：

根據(jù)給定的定子電流幅值和相位、以及永磁同步電機(jī)的反饋信號進(jìn)行差值運(yùn)算，生成差值信號；

對該差值信號進(jìn)行濾波以生成濾波后信號，對濾波后信號進(jìn)行放大，生成控制參考量；

比較所述控制參考量和輸入的周期三角波信號，以生成PWM調(diào)制信號，將比較后生成的第一至第三相信號輸出，作為永磁同步電機(jī)的定子驅(qū)動電流，以驅(qū)動所述永磁同步電機(jī)工作；

步驟S3，獲取永磁同步電機(jī)工作時的定子電流測量值，以逐步微擾優(yōu)化算法對步驟S2中給定定子電流的幅度和相位進(jìn)行優(yōu)化，并將優(yōu)化后的定子電流的幅值和相位作為所述步驟S2中的給定定子電流的幅度和相位，以此循環(huán)，實現(xiàn)對永磁同步電機(jī)的控制。

進(jìn)一步，在所述步驟S1中，以能量優(yōu)化算法計算定子電流的初始幅值I和初始相角φ的初始值，包括：

設(shè)置約束條件為：T_e＝1.5P_n[ψ_rIsin(φ)+(L_d-L_q)I²sin(φ)cos(φ)]；

以上述約束條件，采用能量優(yōu)化算法計算下式中的定子電流的初始幅值I和初始相角的全局近似最小值：

其中，Pn為磁極對數(shù)，ψ_r為轉(zhuǎn)子磁通，L_d為d軸電感值，L_q為q軸電感值，I為定子電流幅值，φ為定子電流相角。

進(jìn)一步，在所述步驟S2中，所述給定的定子電流幅值和相位，通過以下方式生成：

對輸入的有效電流和反饋電流有效信號進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，生成幅度輸入信號；

根據(jù)輸入的相位和轉(zhuǎn)子頻率計算得到同步頻率相位；

對所述同步頻率相位進(jìn)行相位累加得到相位信息，將所述相位信息轉(zhuǎn)換為對應(yīng)的正弦幅度數(shù)字信號，根據(jù)所述幅度輸入信號和所述正弦幅度數(shù)字信號生成數(shù)字化波形序列，將所述數(shù)字波形化序列經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換以生成第一至第三相信號，作為給定的定子電流幅值和相位，與永磁同步電機(jī)的反饋信號進(jìn)行差值運(yùn)算。

進(jìn)一步，在所述步驟S3中，以逐步微擾優(yōu)化算法對步驟S2中給定定子電流的幅度和相位進(jìn)行優(yōu)化，包括：以逐步微擾法逼近局部極小值，優(yōu)化給定定子電流的幅值與相位：

根據(jù)約束條件T_e＝1.5P_n[ψ_rIsin(φ)+(L_d-L_q)I²sin(φ)cos(φ)]，進(jìn)一步得到方程：

I＝f(Te，φ)；

對于給定扭矩Te，定子電流幅值I取極值的條件為：

對上述非線性方程，可以級數(shù)方式展開：

(D⁽⁰⁾+D⁽¹⁾+D⁽²⁾+…)(φ⁽⁰⁾+φ⁽¹⁾+φ⁽²⁾+…)＝0

通過取多級微擾項，進(jìn)行微擾逼近運(yùn)算，求得使得電流幅值I極小化的相角φ。

本發(fā)明實施例還提出一種永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)，包括：能量最優(yōu)估計裝置、PWM控制裝置和微擾優(yōu)化裝置，其中，

所述能量最優(yōu)估計裝置用于根據(jù)輸入的需求扭矩和轉(zhuǎn)速值，以能量最優(yōu)估計算法確定定子電流的初始幅值和初始相角；

所述PWM控制裝置用于根據(jù)計算得到的定子電流的初始幅值和初始相角，以單周電流實時調(diào)制PWM控制方法，產(chǎn)生三相永磁同步電機(jī)的定子驅(qū)動電流，其中，所述PWM控制裝置包括：差值運(yùn)算模塊、濾波放大模塊、三角波載波模塊、比較輸出模塊和功率驅(qū)動模塊，

所述差值運(yùn)算模塊與永磁同步電機(jī)相連，用于根據(jù)給定的定子電流幅值和相位、以及永磁同步電機(jī)的反饋信號進(jìn)行差值運(yùn)算，生成差值信號；

所述濾波放大模塊與所述差值運(yùn)算模塊相連，用于對該差值信號進(jìn)行濾波以生成濾波后信號，對濾波后信號進(jìn)行放大，生成控制參考量；

所述三角波載波模塊用于生成周期三角波信號；

所述比較輸出模塊與所述濾波放大模塊和所述三角波載波模塊相連，用于比較所述控制參考量和輸入的周期三角波信號，以生成PWM調(diào)制信號，將比較后生成的第一至第三相信號輸出，作為永磁同步電機(jī)的定子驅(qū)動電流；

所述功率驅(qū)動模塊與所述比較輸出模塊相連，用于根據(jù)所述比較輸出模塊輸出的定子驅(qū)動電流，驅(qū)動所述永磁同步電機(jī)工作；

所述微擾優(yōu)化裝置與所述能量最優(yōu)估計裝置、PWM控制裝置和所述永磁同步電機(jī)相連，用于獲取永磁同步電機(jī)工作時的定子電流測量值，以逐步微擾優(yōu)化算法對給定定子電流的幅度和相位進(jìn)行優(yōu)化，并將優(yōu)化后的定子電流的幅值和相位作為所述PWM控制裝置的給定定子電流的幅度和相位，以此循環(huán)，實現(xiàn)對永磁同步電機(jī)的控制。

進(jìn)一步，所述能量優(yōu)化裝置以能量優(yōu)化算法計算定子電流的初始幅值I和初始相角φ的初始值，包括：

設(shè)置約束條件為：T_e＝1.5P_n[ψ_rIsin(φ)+(L_d-L_q)I²sin(φ)cos(φ)]；

以上述約束條件，采用能量優(yōu)化算法計算下式中的定子電流的初始幅值I和初始相角的全局近似最小值：

其中，Pn為磁極對數(shù)，ψ_r為轉(zhuǎn)子磁通，L_d為d軸電感值，L_q為q軸電感值，I為定子電流幅值，φ為定子電流相角。

進(jìn)一步，本發(fā)明實施例的永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)還包括：電機(jī)控制算法模塊，用于提供給定的定子電流幅值和相位，包括：比例積分PI調(diào)節(jié)模塊、相位處理模塊和直接數(shù)字式DDS模塊，

所述PI調(diào)節(jié)模塊用于對輸入的有效電流和反饋電流有效信號進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，生成幅度輸入信號；

所述相位處理模塊用于根據(jù)輸入的相位和轉(zhuǎn)子頻率計算得到同步頻率相位；

所述DDS模塊用于對所述同步頻率相位進(jìn)行相位累加得到相位信息，將所述相位信息轉(zhuǎn)換為對應(yīng)的正弦幅度數(shù)字信號，根據(jù)所述幅度輸入信號和所述正弦幅度數(shù)字信號生成數(shù)字化波形序列，將所述數(shù)字波形化序列經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換以生成第一至第三相信號，作為給定的定子電流幅值和相位，發(fā)送至所述差值計算模塊，由所述差值計算模塊將其與永磁同步電機(jī)的反饋信號進(jìn)行差值運(yùn)算。

進(jìn)一步，所述微擾優(yōu)化裝置用于以逐步微擾優(yōu)化算法對所述電機(jī)控制算法模塊提供的給定定子電流的幅度和相位進(jìn)行優(yōu)化，包括：以逐步微擾法逼近局部極小值，優(yōu)化給定定子電流的幅值與相位：

根據(jù)約束條件T_e＝1.5P_n[ψ_rIsin(φ)+(L_d-L_q)I²sin(φ)cos(φ)]，進(jìn)一步得到方程：

I＝f(Te，φ)；

對于給定扭矩Te，定子電流幅值I取極值的條件為：

對上述非線性方程，可以級數(shù)方式展開：

(D⁽⁰⁾+D⁽¹⁾+D⁽²⁾+…)(φ⁽⁰⁾+φ⁽¹⁾+φ⁽²⁾+…)＝0

通過取多級微擾項，進(jìn)行微擾逼近運(yùn)算，求得使得電流幅值I極小化的相角φ。

根據(jù)本發(fā)明實施例的永磁同步電機(jī)的控制方法及系統(tǒng)，可以動態(tài)調(diào)整勵磁電流，使勵磁電流和扭矩電流的配比在一個最高效率點(diǎn)上，同時該最高效率點(diǎn)基本上也是電磁轉(zhuǎn)矩最大點(diǎn)，從而提高了能量的利用率，即提高小扭矩下電機(jī)的效率。特別是在實際城市的擁堵的車況中，可以很大程度節(jié)省電源能耗，增加電動汽車的續(xù)航里程。

本發(fā)明附加的方面和優(yōu)點(diǎn)將在下面的描述中部分給出，部分將從下面的描述中變得明顯，或通過本發(fā)明的實踐了解到。

附圖說明

本發(fā)明的上述和/或附加的方面和優(yōu)點(diǎn)從結(jié)合下面附圖對實施例的描述中將變得明顯和容易理解，其中：

圖1為根據(jù)本發(fā)明一個實施例的永磁同步電機(jī)控制方法的流程圖；

圖2為根據(jù)本發(fā)明實施例的單周電流實時調(diào)制PWM控制流程圖；

圖3為根據(jù)本發(fā)明實施例的微擾法計算定子電流的幅度與相位的示意圖；

圖4為根據(jù)本發(fā)明實施例的永磁同步電機(jī)控制方法初始狀態(tài)流程圖；

圖5為根據(jù)本發(fā)明實施例的主驅(qū)動電路的電路圖；

圖6為根據(jù)本發(fā)明實施例的速度環(huán)路設(shè)計的示意圖；

圖7為根據(jù)本發(fā)明另一個實施例的永磁同步電機(jī)控制方法流程圖；

圖8為根據(jù)本發(fā)明實施例的永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的示意圖。

具體實施方式

下面詳細(xì)描述本發(fā)明的實施例，所述實施例的示例在附圖中示出，其中自始至終相同或類似的標(biāo)號表示相同或類似的元件或具有相同或類似功能的元件。下面通過參考附圖描述的實施例是示例性的，旨在用于解釋本發(fā)明，而不能理解為對本發(fā)明的限制。

本發(fā)明提出一種永磁同步電機(jī)控制方法及系統(tǒng)，可以應(yīng)用于車用永磁同步電機(jī)的控制中。

如圖1所示，本發(fā)明實施例的永磁同步電機(jī)控制方法，包括如下步驟：

步驟S1，根據(jù)輸入的需求扭矩和轉(zhuǎn)速值，以能量最優(yōu)估計算法確定定子電流的初始幅值和初始相角。

具體來說，對于給定的需求扭矩和轉(zhuǎn)速值，以定子電流最小為優(yōu)化指標(biāo)，采用能量最優(yōu)估計算法求解全局近似極小值，確定前饋定子電流的初始幅度與相位。

具體地，以能量優(yōu)化算法計算定子電流的初始幅值I和初始相角φ的初始值，包括：

設(shè)置約束條件為：T_e＝1.5P_n[ψ_rIsin(φ)+(L_d-L_q)I²sin(φ)cos(φ)]；

以上述約束條件，采用能量優(yōu)化算法計算下式中的定子電流的初始幅值I和初始相角的全局近似最小值：

其中，Pn為磁極對數(shù)，ψ_r為轉(zhuǎn)子磁通，L_d為d軸電感值，L_q為q軸電感值，I為定子電流幅值，φ為定子電流相角。

圖4為實施例控制流程初始狀態(tài)所采取的策略。參考圖4，對于給定的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩給定，可以令id＝0作為初始值，(這時算法退化為一般的永磁同步電機(jī)矢量算法，)采用此初始值的優(yōu)點(diǎn)在于：

在一般情況下，該初始值與最優(yōu)值很接近，系統(tǒng)收斂很快。

計算簡單，可以直接引用公式：計算iq，如圖4所示。

步驟S2，根據(jù)步驟S1中計算得到的定子電流的初始幅值和初始相角，以單周電流實時調(diào)制PWM控制方法，產(chǎn)生三相永磁同步電機(jī)的定子驅(qū)動電流。

圖2為PWM控制的流程圖。

步驟S21，根據(jù)給定的定子電流幅值和相位、以及永磁同步電機(jī)的反饋信號進(jìn)行差值運(yùn)算，生成差值信號。即，對給定信號(定子電流幅值和相位)和電機(jī)的反饋信號進(jìn)行差值運(yùn)算，生成差值信號。

在本步驟中，給定的定子電流幅值和相位，可以通過以下方式生成：

首先，對輸入的有效電流和反饋電流有效信號進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，生成幅度輸入信號。然后，根據(jù)輸入的相位和轉(zhuǎn)子頻率計算得到同步頻率相位。最后，對同步頻率相位進(jìn)行相位累加得到相位信息，將相位信息轉(zhuǎn)換為對應(yīng)的正弦幅度數(shù)字信號，根據(jù)幅度輸入信號和正弦幅度數(shù)字信號生成數(shù)字化波形序列，將數(shù)字波形化序列經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換以生成第一至第三相信號，作為給定的定子電流幅值和相位，與永磁同步電機(jī)的反饋信號進(jìn)行差值運(yùn)算。

需要說明的是，本發(fā)明提供的永磁同步電機(jī)控制方法是基于DDS技術(shù)的電機(jī)控制器上。DDS技術(shù)是實現(xiàn)本發(fā)明方法的基礎(chǔ)，因為本發(fā)明提供的電機(jī)控制方法要求隨機(jī)改變正弦信號的相角。圖5為車用電機(jī)控制器主驅(qū)動回路設(shè)計原理框圖。圖6為轉(zhuǎn)速控制環(huán)路的通用設(shè)計。參考圖5和圖6是對本發(fā)明實施例永磁同步電機(jī)控制方法應(yīng)用于車用永磁同步電機(jī)控制中，具體的電路設(shè)計。

步驟S22，對該差值信號進(jìn)行濾波以生成濾波后信號，對濾波后信號進(jìn)行放大，生成控制參考量。

步驟S23，比較控制參考量和輸入的周期三角波信號，以生成PWM調(diào)制信號，將比較后生成的第一至第三相信號輸出，作為永磁同步電機(jī)的定子驅(qū)動電流，以驅(qū)動永磁同步電機(jī)工作。

步驟S3，獲取永磁同步電機(jī)工作時的定子電流測量值，以逐步微擾優(yōu)化算法對步驟S2中給定定子電流的幅度和相位進(jìn)行優(yōu)化，并將優(yōu)化后的定子電流的幅值和相位作為步驟S2中的給定定子電流的幅度和相位，以此循環(huán)，實現(xiàn)對永磁同步電機(jī)的控制。

圖3和圖7為微擾優(yōu)化算法的流程圖。參考圖3和圖7，以逐步微擾法求解局部極小值，進(jìn)一步優(yōu)化給定定子電流的幅度與相位。

具體地，以逐步微擾優(yōu)化算法對步驟S2中給定定子電流的幅度和相位進(jìn)行優(yōu)化，包括：以逐步微擾法逼近局部極小值，優(yōu)化給定定子電流的幅值與相位：

根據(jù)約束條件T_e＝1.5P_n[ψ_rIsin(φ)+(L_d-L_q)I²sin(φ)cos(φ)]，進(jìn)一步得到方程：

I＝f(Te，φ)；

對于給定扭矩Te，定子電流幅值I取極值的條件為：

對上述非線性方程，可以級數(shù)方式展開：

(D⁽⁰⁾+D⁽¹⁾+D⁽²⁾+…)(φ⁽⁰⁾+φ⁽¹⁾+φ⁽²⁾+…)＝0

通過取多級微擾項，進(jìn)行微擾逼近運(yùn)算，求得使得電流幅值I極小化的相角φ。具體地，在實際中，只取2個微擾項，即可滿足要求。

當(dāng)保持定子電流幅值和頻率不變的情況下，通過不斷地改變φ時，可以得到不同的電磁轉(zhuǎn)矩。由此推知，永磁同步電機(jī)在磁通未飽和階段和磁通飽和階段分別以上述對應(yīng)階段的φ工作時，可以達(dá)到最大轉(zhuǎn)矩點(diǎn)和最佳效率點(diǎn)。

如圖8所示，本發(fā)明還提出一種永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)，包括：能量最優(yōu)估計裝置1、PWM控制裝置2和微擾優(yōu)化裝置3。

具體地，能量最優(yōu)估計裝置1用于根據(jù)輸入的需求扭矩和轉(zhuǎn)速值，以能量最優(yōu)估計算法確定定子電流的初始幅值和初始相角。

在本發(fā)明的實施例中，能量優(yōu)化裝置以能量優(yōu)化算法計算定子電流的初始幅值I和初始相角φ的初始值，包括：

設(shè)置約束條件為：T_e＝1.5P_n[ψ_rIsin(φ)+(L_d-L_q)I²sin(φ)cos(φ)]；

以上述約束條件，采用能量優(yōu)化算法計算下式中的定子電流的初始幅值I和初始相角的全局近似最小值：

其中，Pn為磁極對數(shù)，ψ_r為轉(zhuǎn)子磁通，L_d為d軸電感值，L_q為q軸電感值，I為定子電流幅值，φ為定子電流相角。

圖4為實施例控制流程初始狀態(tài)所采取的策略。參考圖4，對于給定的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩給定，可以令id＝0作為初始值，(這時算法退化為一般的永磁同步電機(jī)矢量算法，)采用此初始值的優(yōu)點(diǎn)在于：

在一般情況下，該初始值與最優(yōu)值很接近，系統(tǒng)收斂很快。

計算簡單，可以直接引用公式：計算iq，如圖4所示。

PWM控制裝置2用于根據(jù)計算得到的定子電流的初始幅值和初始相角，以單周電流實時調(diào)制PWM控制方法，產(chǎn)生三相永磁同步電機(jī)的定子驅(qū)動電流。

其中，參考圖2，PWM控制裝置2包括：差值運(yùn)算模塊、濾波放大模塊、三角波載波模塊、比較輸出模塊和功率驅(qū)動模塊。

具體地，參考圖2，差值運(yùn)算模塊與永磁同步電機(jī)相連，用于根據(jù)給定的定子電流幅值和相位、以及永磁同步電機(jī)的反饋信號進(jìn)行差值運(yùn)算，生成差值信號。

需要說明的是，本發(fā)明實施例的永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)還包括：電機(jī)控制算法模塊，用于提供給定的定子電流幅值和相位，包括：比例積分PI調(diào)節(jié)模塊、相位處理模塊和直接數(shù)字式DDS模塊。

具體地，PI調(diào)節(jié)模塊用于對輸入的有效電流和反饋電流有效信號進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，生成幅度輸入信號。相位處理模塊用于根據(jù)輸入的相位和轉(zhuǎn)子頻率計算得到同步頻率相位。DDS模塊用于對同步頻率相位進(jìn)行相位累加得到相位信息，將相位信息轉(zhuǎn)換為對應(yīng)的正弦幅度數(shù)字信號，根據(jù)幅度輸入信號和正弦幅度數(shù)字信號生成數(shù)字化波形序列，將數(shù)字波形化序列經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換以生成第一至第三相信號，作為給定的定子電流幅值和相位，發(fā)送至差值計算模塊，由差值計算模塊將其與永磁同步電機(jī)的反饋信號進(jìn)行差值運(yùn)算。

需要說明的是，本發(fā)明提供的永磁同步電機(jī)控制方法是基于DDS技術(shù)的電機(jī)控制器上。DDS技術(shù)是實現(xiàn)本發(fā)明方法的基礎(chǔ)，因為本發(fā)明提供的電機(jī)控制方法要求隨機(jī)改變正弦信號的相角。圖5為車用電機(jī)控制器主驅(qū)動回路設(shè)計原理框圖。圖6為轉(zhuǎn)速控制環(huán)路的通用設(shè)計。參考圖5和圖6是對本發(fā)明實施例永磁同步電機(jī)控制方法應(yīng)用于車用永磁同步電機(jī)控制中，具體的電路設(shè)計。

濾波放大模塊與差值運(yùn)算模塊相連，用于對該差值信號進(jìn)行濾波以生成濾波后信號，對濾波后信號進(jìn)行放大，生成控制參考量。三角波載波模塊用于生成周期三角波信號。

比較輸出模塊與濾波放大模塊和三角波載波模塊相連，用于比較控制參考量和輸入的周期三角波信號，以生成PWM調(diào)制信號，將比較后生成的第一至第三相信號輸出，作為永磁同步電機(jī)的定子驅(qū)動電流。功率驅(qū)動模塊與比較輸出模塊相連，用于根據(jù)比較輸出模塊輸出的定子驅(qū)動電流，驅(qū)動永磁同步電機(jī)工作。

微擾優(yōu)化裝置3與能量最優(yōu)估計裝置1、PWM控制裝置2和永磁同步電機(jī)相連，用于獲取永磁同步電機(jī)工作時的定子電流測量值，以逐步微擾優(yōu)化算法對給定定子電流的幅度和相位進(jìn)行優(yōu)化，并將優(yōu)化后的定子電流的幅值和相位作為PWM控制裝置2的給定定子電流的幅度和相位，以此循環(huán)，實現(xiàn)對永磁同步電機(jī)的控制。

具體地，微擾優(yōu)化裝置3用于以逐步微擾優(yōu)化算法對電機(jī)控制算法模塊提供的給定定子電流的幅度和相位進(jìn)行優(yōu)化，包括：以逐步微擾法逼近局部極小值，優(yōu)化給定定子電流的幅值與相位：

根據(jù)約束條件T_e＝1.5P_n[ψ_rIsin(φ)+(L_d-L_q)I²sin(φ)cos(φ)]，進(jìn)一步得到方程：

I＝f(Te，φ)；

對于給定扭矩Te，定子電流幅值I取極值的條件為：

對上述非線性方程，可以級數(shù)方式展開：

(D⁽⁰⁾+D⁽¹⁾+D⁽²⁾+…)(φ⁽⁰⁾+φ⁽¹⁾+φ⁽²⁾+…)＝0

通過取多級微擾項，進(jìn)行微擾逼近運(yùn)算，求得使得電流幅值I極小化的相角φ。具體地，在實際中，只取2個微擾項，即可滿足要求。

當(dāng)保持定子電流幅值和頻率不變的情況下，通過不斷地改變φ時，可以得到不同的電磁轉(zhuǎn)矩。由此推知，永磁同步電機(jī)在磁通未飽和階段和磁通飽和階段分別以上述對應(yīng)階段的φ工作時，可以達(dá)到最大轉(zhuǎn)矩點(diǎn)和最佳效率點(diǎn)。

在效率測試中對比了不同的控制器，基于本發(fā)明技術(shù)的電機(jī)控制器在小扭矩低轉(zhuǎn)速區(qū)及弱磁高速區(qū)的效率要明顯高于其他類型電機(jī)控制器。

根據(jù)本發(fā)明實施例的永磁同步電機(jī)的控制方法及系統(tǒng)，可以動態(tài)調(diào)整勵磁電流，使勵磁電流和扭矩電流的配比在一個最高效率點(diǎn)上，同時該最高效率點(diǎn)基本上也是電磁轉(zhuǎn)矩最大點(diǎn)，從而提高了能量的利用率，即提高小扭矩下電機(jī)的效率。特別是在實際城市的擁堵的車況中，可以很大程度節(jié)省電源能耗，增加電動汽車的續(xù)航里程。

在本說明書的描述中，參考術(shù)語“一個實施例”、“一些實施例”、“示例”、“具體示例”、或“一些示例”等的描述意指結(jié)合該實施例或示例描述的具體特征、結(jié)構(gòu)、材料或者特點(diǎn)包含于本發(fā)明的至少一個實施例或示例中。在本說明書中，對上述術(shù)語的示意性表述不一定指的是相同的實施例或示例。而且，描述的具體特征、結(jié)構(gòu)、材料或者特點(diǎn)可以在任何的一個或多個實施例或示例中以合適的方式結(jié)合。

盡管上面已經(jīng)示出和描述了本發(fā)明的實施例，可以理解的是，上述實施例是示例性的，不能理解為對本發(fā)明的限制，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員在不脫離本發(fā)明的原理和宗旨的情況下在本發(fā)明的范圍內(nèi)可以對上述實施例進(jìn)行變化、修改、替換和變型。本發(fā)明的范圍由所附權(quán)利要求及其等同限定。