本發明屬于集成電路，特別涉及一種用于運算放大器的恒定跨導輸入級電路。

背景技術：

1、單端轉差分應用中，全差分運算放大器需要在寬輸入范圍內具有恒定的跨導，以滿足在寬輸入場景應用時的線性度要求。

2、目前，現有傳統的無恒定跨導的軌對軌輸入級結構如圖1所示，其主要由兩個互補的nmos(n-channel?metal?oxide?semiconductor?fet，n溝道金屬氧化物半導體場效應晶體管)和pmos(p-channel?metal?oxide?semiconductor?fet，p溝道金屬氧化物半導體場效應晶體管)差分對組成；具體解釋性地，當輸入共模電壓vcm位于電源電壓vdd/2附近時，兩個差分對同時工作，輸入跨導為nmos和pmos輸入管跨導的總和；當輸入共模電壓vcm接近電源或地時，僅有一種類型的差分對工作，此時只有一種類型的輸入管提供跨導；輸入跨導的變化曲線如圖2所示，輸入總跨導呈現出中間vdd/2附近跨導為靠近兩邊電源或地跨導的兩倍，輸入跨導在全輸入范圍內變化非常大。

3、為了實現輸入跨導在全輸入范圍內保持恒定，傳統三倍電流鏡法恒定跨導輸入級結構如圖3所示；其中，m7和m8為補償電流控制管，vs1和vs2為控制電壓，m9～m12為補償電流鏡；當輸入共模電壓vcm接近電源或地時，通過三倍補償電流鏡的作用，使得輸入跨導提高至原來的兩倍，以實現輸入跨導在全輸入共模范圍內恒定；圖4展示了使用三倍電流鏡法所得的輸入跨導變化曲線，從圖4中可以看出，在亞閾值區范圍內，跨導的變化幅度較大；在亞閾值區，尾電流源m5和m6均處于線性區，以m6為例，電流ip為：

4、

5、式中，kp＝μpcoxwp/lp，μp為空穴遷移率，cox為柵氧電容，wp、lp為pmos導電溝道的寬和長；vgs6和vds6分別為pmos管m6的柵源電壓和漏源電壓，vthp為pmos管的閾值電壓；

6、上式可以看出，ip是一個以m6的漏源端電壓vds6為變量的二次函數；

7、電流控制管m8的電流is1為：

8、

9、式中，vgs8和vs1分別為pmos管m8的柵源電壓和控制電壓；

10、從上式可以看出，is1同樣是一個以vds6為變量的二次函數，但是函數的系數極性與ip相反；

11、pmos輸入對管工作在亞閾值區時輸入級的總跨導為：

12、

13、式中，in為輸入管m1和m2流過的總電流，vdsatn為其飽和漏源電壓；ζ>1，是一個非理想因子；熱電壓vt＝kt/q，k為玻爾茲曼常數，q為電子電荷量，t表示絕對溫度。

14、綜上，亞閾值區總跨導由nmos飽和區跨導、補償跨導和pmos亞閾值區跨導組成，其中飽和區跨導保持恒定，補償跨導和亞閾值區跨導分別由is1和ip決定且二者變化趨勢相反；然而，三倍電流鏡法為了補償截止區總跨導，使得在亞閾值區的電流is1變化過大，從而導致補償跨導變化過大，造成了亞閾值區總跨導的過度補償。

技術實現思路

1、本發明的目的在于提供一種用于運算放大器的恒定跨導輸入級電路，以解決上述存在的一個或多個技術問題。本發明提供的技術方案中，采用分段尾電流補償的方式，在輸入對管工作的亞閾值區和截止區時提供不同的補償電流，使亞閾值區和截止區的跨導都能得到有效且適當補償；本發明技術方案克服了現有三倍電流鏡法在亞閾值區跨導穩定性較差的技術問題，能夠在全輸入范圍內實現更好的跨導穩定性。

2、為達到上述目的，本發明采用以下技術方案：

3、本發明提供一種用于運算放大器的恒定跨導輸入級電路，包括：分段尾電流補償電路以及互補的nmos差分輸入對和pmos差分輸入對；其中，

4、所述分段尾電流補償電路包括nmos尾電流補償電路和pmos尾電流補償電路兩部分；其中，所述nmos尾電流補償電路用于所述pmos差分輸入對處于亞閾值區和截止區時提供不同的補償電流，所述pmos尾電流補償電路用于所述nmos差分輸入對處于亞閾值區和截止區時提供不同的補償電流。

5、本發明的進一步改進在于，

6、所述nmos差分輸入對包括：nmos管m1和nmos管m2；

7、所述pmos差分輸入對包括：pmos管m3和pmos管m4；

8、所述nmos尾電流補償電路包括：nmos管m5、nmos管m11、nmos管m12、nmos管m13、nmos管m14、pmos管m8和pmos管m10；

9、所述pmos尾電流補償電路包括：pmos管m6、pmos管m15、pmos管m16、pmos管m17、pmos管m18、nmos管m7和nmos管m9；

10、其中，

11、pmos管m6、pmos管m15、pmos管m16、pmos管m17、pmos管m18的源極接電源，nmos管m5、nmos管m11、nmos管m12、nmos管m13、nmos管m14的源極接地；

12、pmos管m18的柵極、漏極與pmos管m17的柵極相連組成電流鏡，pmos管m16的柵極、漏極與pmos管m15的柵極相連組成電流鏡；pmos管m18的漏極接nmos管m9的漏極，pmos管m16的漏極接nmos管m7的漏極，nmos管m7的柵極接偏置電壓vs2，nmos管m9的柵極接偏置電壓vs4，pmos管m6的柵極接偏置電壓vb2；

13、pmos管m6、pmos管m15、pmos管m17的漏極接pmos管m3、pmos管m4、pmos管m8、pmos管m10的源極，nmos管m1的柵極和pmos管m3的柵極接正輸入vin，nmos管m2的柵極和pmos管m4的柵極接負輸入vip；nmos管m1、nmos管m2、pmos管m3、pmos管m4的漏極為輸出節點；

14、nmos管m1、nmos管m2、nmos管m7、nmos管m9的源極接nmos管m5、nmos管m11、nmos管m13的漏極，nmos管m5的柵極接偏置電壓vb1，pmos管m8的柵極接偏置電壓vs1，pmos管m10的柵極接偏置電壓vs3，pmos管m8的漏極接nmos管m12的漏極，pmos管m10的漏極接nmos管m14的漏極，nmos管m12的柵極、漏極與nmos管m11的柵極相連組成電流鏡，nmos管m14的柵極、漏極與nmos管m13的柵極相連組成電流鏡。

15、本發明的進一步改進在于，

16、nmos管m11的電流為nmos管m12的k1倍，nmos管m13的電流為nmos管m14的k3倍；

17、其中，通過nmos管m11復制k1倍nmos管m12的電流提供pmos管m3和pmos管m4工作于亞閾值區的補償電流；通過nmos管m13復制k3倍nmos管m14的電流提供pmos管m3和pmos管m4工作于截止區的補償電流。

18、本發明的進一步改進在于，

19、pmos管m15的電流為pmos管m16的k2倍，pmos管m17的電流為pmos管m18的k4倍；

20、其中，通過pmos管m15復制k2倍pmos管m16的電流提供nmos管m1和nmos管m2工作于亞閾值區的補償電流；通過pmos管m17復制k4倍pmos管m18的電流提供nmos管m1和nmos管m2工作于截止區的補償電流。

21、本發明的進一步改進在于，

22、nmos管m11的寬為nmos管m12的k1倍，nmos管m13的寬為nmos管m14的k3倍，nmos管、m5、nmos管m11、nmos管m12、nmos管m13、nmos管m14的長相同。

23、本發明的進一步改進在于，

24、pmos管m15的寬為pmos管m16的k2倍，pmos管m17的寬為pmos管m18的k4倍，pmos管m6、pmos管m15、pmos管m16、pmos管m17、pmos管m18的長相同。

25、本發明的進一步改進在于，

26、pmos管m8的尺寸和偏置電壓vs1能夠使pmos差分輸入對處于亞閾值區時pmos管m8導通。

27、本發明的進一步改進在于，

28、pmos管m10的尺寸和偏置電壓vs3能夠使pmos差分輸入對處于截止區時pmos管m10導通。

29、本發明的進一步改進在于，

30、nmos管m7的尺寸和偏置電壓vs2能夠使nmos差分輸入對處于亞閾值區時nmos管m7導通。

31、本發明的進一步改進在于，

32、nmos管m9的尺寸和偏置電壓vs4能夠使nmos差分輸入對處于截止區時nmos管m9導通。

33、與現有技術相比，本發明具有以下有益效果：

34、針對現有三倍電流鏡法在亞閾值區跨導穩定性較差的問題，本發明公開了一種用于運算放大器的恒定跨導輸入級電路，其采用了分段尾電流補償的方式，在輸入對管工作的亞閾值區和截止區時提供不同的補償電流；在輸入對管工作于亞閾值區時，補償電流產生的跨導隨尾電流源管的漏源電壓變化，并與亞閾值區的輸入跨導變化趨勢相反，從而實現有效補償；在截止區，由于尾電流源電流恒定，補償跨導保持不變，其值與飽和區向截止區減小的輸入跨導相等，從而實現有效補償。綜上所述，本發明技術方案的改進技術手段可以在輸入對管工作不同區域的情況下，提供自適應的補償跨導，使得亞閾值區和截止區的跨導都能得到有效且適當補償，進而能夠在全輸入范圍內實現更好的跨導穩定性。